時間：2023-05-30 09:26:22
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇電路原理，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
電路原理是電子信息類專業的必修課，是以分析電路中的電磁現象，研究電路的基本規律及電路的分析方法為主要內容，而且電路分析是在電路給定參數已知的條件下，通過求解電路中的電壓、電流而了解電網絡具有的特性。無論是強電專業還是弱電專業，大量的問題都涉及電路理論知識，電路理論為研究和解決這些問題提供了重要的理論和方法。
它的任務是在給定電路模型的情況下計算電路中各部分的電流和電壓。
（來源：文章屋網 ）
關鍵詞：PWMSG3524控制器
引言
開關電源一般都采用脈沖寬度調制（PWM）技術，其特點是頻率高，效率高，功率密度高，可靠性高。然而，由于其開關器件工作在高頻通斷狀態，高頻的快速瞬變過程本身就是一電磁騷擾（EMD）源，它產生的EMI信號有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。若把這種電源直接用于數字設備，則設備產生的EMI信號會變得更加強烈和復雜。
本文從開關電源的工作原理出發，探討抑制傳導干擾的EMI濾波器的設計以及對輻射EMI的抑制。
1開關電源產生EMI的機理
數字設備中的邏輯關系是用脈沖信號來表示的。為便于分析，把這種脈沖信號適當簡化，用圖1所示的脈沖串表示。根據傅里葉級數展開的方法，可用式（1）計算出信號所有各次諧波的電平。
式中：An為脈沖中第n次諧波的電平；
Vo為脈沖的電平；
T為脈沖串的周期；
tw為脈沖寬度；
tr為脈沖的上升時間和下降時間。
開關電源具有各式各樣的電路形式，但它們的核心部分都是一個高電壓、大電流的受控脈沖信號源。假定某PWM開關電源脈沖信號的主要參數為：Vo=500V，T=2×10－5s，tw=10－5s，tr=0.4×10－6s，則其諧波電平如圖2所示。
圖2中開關電源內脈沖信號產生的諧波電平，對于其他電子設備來說即是EMI信號，這些諧波電平可以從對電源線的傳導干擾（頻率范圍為0.15～30MHz）和電場輻射干擾（頻率范圍為30～1000MHz）的測量中反映出來。
在圖2中，基波電平約160dBμV，500MHz約30dBμV，所以，要把開關電源的EMI電平都控制在標準規定的限值內，是有一定難度的。
2開關電源EMI濾波器的電路設計
當開關電源的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.15～30MHz）表現在電源線上時，稱之為傳導干擾。要抑制傳導干擾相對比較容易，只要使用適當的EMI濾波器，就能將其在電源線上的EMI信號電平抑制在相關標準規定的限值內。
要使EMI濾波器對EMI信號有最佳的衰減性能，則濾波器阻抗應與電源阻抗失配，失配越厲害，實現的衰減越理想，得到的插入損耗特性就越好。也就是說，如果噪音源內阻是低阻抗的，則與之對接的EMI濾波器的輸入阻抗應該是高阻抗（如電感量很大的串聯電感）；如果噪音源內阻是高阻抗的，則EMI濾波器的輸入阻抗應該是低阻抗（如容量很大的并聯電容）。這個原則也是設計抑制開關電源EMI濾波器必須遵循的。
幾乎所有設備的傳導干擾都包含共模噪音和差模噪音，開關電源也不例外。共模干擾是由于載流導體與大地之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位同向的；而差模干擾則是由于載流導體之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位反向的。通常，線路上干擾電壓的這兩種分量是同時存在的。由于線路阻抗的不平衡，兩種分量在傳輸中會互相轉變，情況十分復雜。典型的EMI濾波器包含了共模雜訊和差模雜訊兩部分的抑制電路，如圖3所示。
圖中：差模抑制電容Cx1，Cx20.1～0.47μF；
差模抑制電感L1，L2100～130μH；
共模抑制電容Cy1，Cy2<10000pF；
共模抑制電感L15～25mH。
設計時，必須使共模濾波電路和差模濾波電路的諧振頻率明顯低于開關電源的工作頻率，一般要低于10kHz，即
在實際使用中，由于設備所產生的共模和差模的成分不一樣，可適當增加或減少濾波元件。具體電路的調整一般要經過EMI試驗后才能有滿意的結果，安裝濾波電路時一定要保證接地良好，并且輸入端和輸出端要良好隔離，否則，起不到濾波的效果。
開關電源所產生的干擾以共模干擾為主，在設計濾波電路時可嘗試去掉差模電感，再增加一級共模濾波電感。常采用如圖4所示的濾波電路，可使開關電源的傳導干擾下降了近30dB，比CISOR22標準的限值低了近6dB以上。
還有一個設計原則是不要過于追求濾波效果而造成成本過高，只要達到EMC標準的限值要求并有一定的余量（一般可控制在6dB左右）即可。
3輻射EMI的抑制措施
如前所述，開關電源是一個很強的騷擾源，它來源于開關器件的高頻通斷和輸出整流二極管反向恢復。很強的電磁騷擾信號通過空間輻射和電源線的傳導而干擾鄰近的敏感設備。除了功率開關管和高頻整流二極管外，產生輻射干擾的主要元器件還有脈沖變壓器及濾波電感等。
雖然，功率開關管的快速通斷給開關電源帶來了更高的效益，但是，也帶來了更強的高頻輻射。要降低輻射干擾，可應用電壓緩沖電路，如在開關管兩端并聯RCD緩沖電路，或電流緩沖電路，如在開關管的集電極上串聯20～80μH的電感。電感在功率開關管導通時能避免集電極電流突然增大，同時也可以減少整流電路中沖擊電流的影響。
功率開關管的集電極是一個強干擾源，開關管的散熱片應接到開關管的發射極上，以確保集電極與散熱片之間由于分布電容而產生的電流流入主電路中。為減少散熱片和機殼的分布電容，散熱片應盡量遠離機殼，如有條件的話，可采用有屏蔽措施的開關管散熱片。
整流二極管應采用恢復電荷小，且反向恢復時間短的，如肖特基管，最好是選用反向恢復呈軟特性的。另外在肖特基管兩端套磁珠和并聯RC吸收網絡均可減少干擾，電阻、電容的取值可為幾Ω和數千pF，電容引線應盡可能短，以減少引線電感。實際使用中一般采用具有軟恢復特性的整流二極管，并在二極管兩端并接小電容來消除電路的寄生振蕩。
負載電流越大，續流結束時流經整流二極管的電流也越大，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。采用多個整流二極管并聯來分擔負載電流，可以降低短路尖峰電流的影響。
開關電源必須屏蔽，采用模塊式全密封結構，建議用1mm以上厚度的鍍鋅鋼板，屏蔽層必須良好接地。在高頻脈沖變壓器初、次級之間加一屏蔽層并接地，可以抑制干擾的電場耦合。將高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感等磁性元件加上屏蔽罩，可以將磁力線限制在磁阻小的屏蔽體內。
根據以上設計思路，對輻射干擾超過標準限值20dB左右的某開關電源，采用了一些在實驗室容易實現的措施，進行了如下的改進：
——在所有整流二極管兩端并470pF電容；
——在開關管G極的輸入端并50pF電容，與原有的39Ω電阻形成一RC低通濾波器；
——在各輸出濾波電容（電解電容）上并一0.01μF電容；
——在整流二極管管腳上套一小磁珠；
——改善屏蔽體的接地。
經過上述改進后，該電源就可以通過輻射干擾測試的限值要求。
關鍵詞：電路原理實驗教學教學改革
中圖分類號：TM13 文獻標識碼：A文章編號：1672-3791（2012）02（c）-0000-00
在 “電路原理”的實驗教學建設與改革的實踐中，根據長期的實驗教學經驗，探索實驗室建設、實驗教材建設、實驗內容設置、實驗模式和實驗考核方法的改革，運用傳統方法結合計算機仿真的實驗方法，以規定實驗結合自主實驗的形式，充分利用網絡資源延伸教學互動空間，形成了一套分層次遞進的實驗教學模式。
基礎課程重視培養學生自主創新意識和科學實驗技能，是提高教學質量的重要環節。
如何在有限學時內使學生掌握電路的基本知識、基本分析方法和基本實驗技能是主講老師必須思考的問題。本文從教學內容、教學手段及方法、教學質量評價方法與評價體系、實踐環節等幾個方面進行改革實踐
1教學內容
1.1?線性電阻電路
1.2?正弦電流電路
1.3?非正弦周期電流電路
1.4 動態電路的時域分析
1.5?動態電路的復頻域分析
1.6 非線性電路
1.7 網絡矩陣和網絡方程
1.8?二端口網絡
1.9 分布參數電路
1.10 磁路
???
2教學手段與方法
2.1編寫教學計劃?
??? 編寫教學計劃是一項十分重要的工作 ,授課計劃、授課內容要符合教學大綱的要求 ;授課的總學時和學時分配要符合教學計劃 ,教師不僅要“吃透”教材 ,積極參加教材建設 ,同時還需要認真的工作態度和高度的責任心。認真備課、做好備課筆記是保證教學質量的基礎
2.2教學方法
（1）在電類專業的課程體系中，結合電路課程的特點和教學內容，安排好先修的數學和物理學課程。
（2）在教學中，強調基礎知識，注重基本概念和基本的分析計算方法的掌握。注意理論聯系工程實際。
（3）在教學中，注重教學方法，遵循由特殊到一般、由簡單到復雜、循序漸進，使學生對基礎知識牢固掌握、靈活應用。
（4）結合課堂講授內容，精心配備例題和習題，開展課堂討論，以利于學生更好地理解和掌握基本理論和基本方法。
（5）電路原理課程多媒體教學的實踐。在課堂教學中，引入現代化教學手段，使教學內容形象生動，增大了信息量。制作上網課件，充分利用網上資源，加強訓練。
隨著計算機的普及,采用多媒體教學已經得到人們的廣泛重視.引入多媒體技術,可以給學生創造一個生動形象的學習環境.改變了單一的教學形式,進一步激發了學生的學習興趣,調動了學習積極性,提高了學習效率.
（6）注重實驗教學和課堂理論教學的結合，通過常用儀器儀表的使用和對實際電路的調試、現象的觀察、參數的測定、故障的排除使學生進一步了解電路元件的基礎知識、電路模型知識、正弦穩態電路的功率、互感現象。通過驗證性實驗和綜合性實驗提高學生實際動手能力，加深學生對重點和難點內容的認識和理解。
（7）將電路計算機輔助分析引入教學，幫助學生更深入地理解動態電路的過渡過程和正弦穩態電路的頻率響應。
3教學改革的主要內容
3.1教材內容方面
在課程體系上要體現專業基礎課的特點，采取橫向聯合改革的做法，對一些與工科物理重復的內容只作過渡，不再重點講授。而將重點放在講述分析方法，如時域及頻域網絡分析。從時域和頻域這兩個角度對網絡的基本原理、基本概念和基本分析方法進行更深層次的討論。并建立起復頻域分析的概念和方法對后續課程有極大的影響。學生通過學習這兩部分內容在電路理論方面的思維和能力得到了訓練和提高。
3.2設計實驗方面
實驗教學是將理論知識轉化為實際能力的重要環節,將理論知識的學習與動手實踐緊密結合, 使學生具備了基本的實踐技能，培養了創新意識和工程意識。[1]
開設出既能加強基本理論、基本知識、基本技能訓練又能反映當代科技水平且與相關專業密切結合的實驗。以培養學生跨學科的綜合分析能力和潛在創造能力。將實驗內容按功能分塊，分別是基礎模塊、設計模塊、應用模塊，刪去一些陳舊落后的實驗，加強了設計型實驗和仿真實驗。
4課程考核及教學改革的目的
在課程考核方面，強調平時階段考試的重要性，弱化了期末考試的比例，有效地促進了學生的學習主動性，使最后的總評成績真正能夠反映學生的學習水平。
隨著高校新一輪的建設，給專業基礎課程教學帶來了較大的影響，主要體現在大專業、大平臺、大院系的建立進一步整合了教學資源，為提高教學質量提供了重要的基礎；高校擴招使得大班授課成為一種較為普遍的形式。為了適應這一形勢，同時也為了保證課程考核方式改革的順利實施，課程組加強教材建設，形成了較為完善的教材體系。
深化教學改革，注重培養學生的創造性智能。現代的教學觀是發展型和開拓型的教學觀。把知識的傳授與學生的全面發展很好的結合起來，在向學生傳授知識的基礎上，注重發展學生的創造性智能。基于這種認識，在電路原理課程的整個教學過程中始終采用啟發式教學，不要過細過長，而應讓學生懂得知識的來源和獲取知識的手段要比知識本身更重要，以培養學生獲取知識的能力和獨立分析問題和解決問題的能力。[2]
5實踐教學的效果與意義???
通過教學改革促進了教育思想和教學觀念的改變，達到預期目標。
在重視電路基本理論的基礎上，結合工程實際，重視現代電路分析的方法，培養學生熟練使用現代化設計工具，增強學生的工程實踐能力。
實踐教學內容的安排，旨在鞏固學生的理論知識，培養學生的實踐能力，激發學生的科研興趣，全面提高學生的綜合素質。實驗課程內容可分層次開出基礎型、設計型。實驗采取開放式教學模式，實行實驗時間開放，實驗內容開放，實驗器材開放。
實踐教學提高了學生的學習興趣，激發了其自身的創新能力。提高了實驗的操作能力，增強了學生操作實驗的自覺性。強化了學生細致敏銳的觀察能力和科學的實事求是精神。提高了學生的科研能力，對其自身的綜合素質也有很大程度的加強。[3]
6結語
本文通過對電路原理課教學改革的實踐分析，提高了學生的動手能力，使實驗、實訓變得有趣味、有探索性，提高了學生對實踐環節的重視程度。強化了理論分析與實際工程的聯系。通過實驗、實訓，學生具備了基本的實踐技能，培養了創新意識和工程意識，也提高了學生發現問題、分析問題、解決問題能力和綜合應用知識的能力。
參考文獻
[1] 陳洪亮,田社平,張峰.基本電路理論課程考核方式改革的探索與實踐,中國大學教學,2009年第2期.
關鍵詞：電鍍流水線行車避撞終端超聲波測距
引言
現代電鍍企業大量采用自動化掛鍍流水線，在這些流水線中大多采用2噸左右的小型行車在各鍍槽中轉移掛具架。行車的行走、停止、吊具升降、停留等動作完全由PLC控制，可實現較高精度。行車運行質量直接關系到產量和產品質量參數的實現。在實際生產中，行車運行并不是特別理想。在生產線調試階段，由于調試者技術水平和觀測能力等主客觀限制，行車與實際生產所需要的走位點之間往往存在微小的誤差。通過長時間生產，這些原始誤差會逐步積累放大，最終導致行車走位與實際需要之間出現比較明顯的偏差，從而引起行車間的碰撞，造成掛具架倒掛等事故。一旦發生倒掛，整條生產線就必須停止，同時還需要人工處理掉落在渡槽中的鍍件，每次處理時間至少在20分鐘以上，對正常生產影響極大。為解決碰撞問題，有必要為行車設計和安裝一種特殊的避撞終端。
一、避撞原理
行車一般都安裝于特定軌道上并直線運行，要實現避撞，只要能及時檢測兩部行車之間的距離，在小于安全距離時暫停運行即可。在測距時，通常可使用四種方法：即無線電測距、激光測距、紅外線測距和超聲波測距。在電鍍流水線上，渡槽通常需要蒸汽加熱，很多原料比如出光劑（硝酸）、除脂劑(LH-303)等會出現揮發，在渡槽上空形成大量的白色霧氣，所以紅外線測距和激光測距均不適合。同時在電鍍車間中存在大量的電力設備，無線電也會受到很大干擾，因而選擇超聲波測距作為實現手段。
超聲波測距是一種非接觸式測量方式，主要原理是：發射器定期發射超聲波，遇到障礙物產生反射，由接收器接收回波信號，采用單片機進行監控，記錄發射與接收的時間差Δt，然后可用以下公式得到準確的液位高度：L1=L-Δt*C/2
其中L是預先輸入的罐體高度，C是超聲波傳播速度。不過超聲波在空氣中的傳播速度受溫度影響較大，與溫度的關系大致可用下式來表示：
C=331.45+0.61φ（米/秒）φ為當地氣溫。
二、電路設計
避撞終端的結構框圖如圖1所示，主要由控制電路（ATmega8）、溫度補償電路、超聲波發射驅動電路、發射換能器（T）、超聲波接收檢測電路和接收換能器(R)、輸出接口和電源組成。超聲波的發射頻率決定采用諧振頻率為40KHz超聲波換能器TCT40-10F1(發射)和TCT40-10S1（接收），該器件工作距離約10m，盲區約30cm。
超聲波發射驅動電路（如圖2所示）采用以74HC04為核心的推挽式驅動電路，單片機PC3口輸出40KHz的方波一路通過一級反向后加入換能器的一端，另一路通過兩級反向后加入換能器的另一端，這樣可以提高超聲波的發射功率，繼而增加最大測量距離。
超聲波接收檢測電路采用LM324兩級反相比例放大電路和LM393比較電路組成。放大電路用于接收并放大信號，兩級增益分別控制在40dB和20dB，LM393用于信號整形，整形后的信號將輸入PC2口。
溫度補償電路采用美國Dallas公司的DS18B20芯片，其精度可以達到0.5℃。數據通過PC2口送入單片機。
三、軟件設計
本次設計采用模塊化方式，主要包括主程序、發射子程序、計算子程序、定時子程序、溫度測量子程序、比較子程序等7個單元模塊。
四、結束語
避撞終端可安裝于行車行走裝置導軌上方前端，測量范圍約為0.3-10m，誤差范圍約±1cm，實際使用時控制的安全間距大致在50cm左右。在程序處理時需要引入數字濾波技術，根據多次測量計算出平均值，以提高測量精度。
在實際安裝使用過程中，由于電鍍生產環境較為惡劣，需要特別注意在終端外殼應用工程塑料等抗腐蝕材料，以增強對腐蝕性氣體的抵抗能力。
參考文獻：
[1]馬潮.AVR單片機嵌入式系統原理與應用實踐[M].北京:北京航空航天大學出版社.2007.
關鍵詞：電工原理；放大電路；電路分析
模擬電路是電子專業的一門最基本的課程，學生對模擬電路掌握得并不理想，模擬電路較為抽象，公式也很多，學生總是無法記住公式。筆者從事教學工作多年，總結出：把電工基礎的原理應用于模擬電路共射放大電路中，這樣學生對模擬電路很感興趣，也便于理解，學生也能夠感知這些知識的重要性，使學生提高思維能力。
一、電路分析
圖一是模擬電路中最基本的放大電路，它是共發射極放大電路，首先讓學生觀察一下，上面既有交流信號又有直流信號，學生看了會產生恐懼感，認為這個電路很復雜，既有直流又有交流，無從下手，于是我采用電工基礎中的疊加原理。
疊加原理的內容是：在線性電路中，若存在多個電源共同作用，則電路中任一支路的電流或電壓等于電路中各個電源單獨作用時，在該支路產生的電流或電壓的代數和。
放大電路是在小信號作用下工作的，一是直流電壓，另一個是交流信號，因此，可以應用疊加原理對基電路進行分析。
我們要讓這電路能正常工作，必須給它設置合理的靜態工作點，就是給它外加直流電壓，對其進行靜態工作點的設置，還有外加交流信號，這樣才能保證電路正常放大，用疊加原理分別對其進行分析。
二、靜態分析
三、動態分析
四、電路疊加
五、利用戴維南理求輸出電阻
在分析放大電路里，我主要是采用上面的疊加原理和戴維南定理來講解，把電工基礎的理論應用于模擬電路共射放大電路中，學生很容易理解，也增強了他們學模電的信心，收到了良好的效果。
參考文獻：
[1]福建機電學校.模擬電子技術基礎.高等教育出版社，1992-05.
[2]曾祥富.電子技術基礎[M].北京：高等教育出版社，1997.
關鍵詞： 信號處理 多頻掃描 二次電源電路 顯示器原理
隨著計算機的普及，“顯示器原理”進入了些職業教育和高校的課程。與該課程相關的教師多數對電視機的原理較為熟悉，但對顯示器的一些特殊電路還不甚了解。對顯示器的一些特殊電路與電視機電路作對比說明，希望對同行的教學能有少許啟發。如有不妥，請各位讀者指正。
對于采用陰極射線管（CRT）的顯示器和電視機，外觀相似，但內部的電路結構和工作原理其實有很大區別，下面對其主要電路的區別分幾個方面來說明。
一、信號處理電路
電視機一般接收的是射頻（RF）信號，所以信號處理電路要比顯示器復雜。顯示器的輸入信號一般是由計算機主機中的顯示卡經15針信號插座送出的，顯示卡有兩種形式的輸出信號，即數字信號和模擬信號。現在，常見的計算機一般都采用模擬信號方式輸出。模擬信號包括R、G、B三基色信號和行同步、場同步信號。由于輸入顯示器的已經是三基色信號，行、場同步信號也很完整。因此，顯示器中不再需要視頻信號的還原解調電路，故R、G、B信號一般直接送入顯示器的尾板。尾板電路中主要是視頻信號處理電路和顯像管附屬電路，它包括視頻信號預處理電路和末級視放電路。視頻信號預處理電路包括視頻放大、自動亮度控制、亮度和對比度控制、黑平衡和白平衡調節電路，該部分電路一般由專用集成電路和元件組成。末級視放電路是由三只高耐壓、中功率組成的電壓放大器，用來產生調制顯像管陰極足夠大幅度的三基色信號。現在也有集成末級視放電路的。另外，該電路還有高頻補償電路，補償信號中失落的高頻成分，提高圖像的清晰度。顯像管附屬電路用來提供顯像管工作所需的各種電壓。順便說一句，由于計算機中的音頻信號由主機中的聲卡通過解碼產生，推動外接的有源音箱直接發聲，和顯示器無關，故顯示器中一般沒有音頻電路。
二、掃描電路
顯示器大多數采用逐行掃描。為支持不同檔次的計算機和顯示卡，以及用戶不同的使用要求，顯示器的最大掃描頻率范圍，行頻要從15.8KHz到120KHz之間變化，場頻要從50Hz到120Hz之間變化，這就是所謂“多頻顯示器”。普及型顯示器都支持VGA和SVGA方式，它們的一般要求是：分辨率調整范圍在640×480到1280×1024之間。相應行頻變化范圍約在30―70KHz，場頻范圍在60―120Hz之間。為達到這些要求，多頻顯示器除有和電視機相同的鑒相、振蕩、同步、激勵、輸出等基本掃描電路外，還有以下特殊電路。
1.行、場同步信號頻率的自動跟蹤、極性處理與同步電路
顯示器要在大范圍內保持掃描同步，首先要有一個對同步信號的頻率跟蹤電路，以便對行、場振蕩電路的振蕩頻率及時作出調整。原理是讓行同步信號通過一個頻率/電壓（f/V）轉換電路，電路的輸出端經積分濾波器后輸出一個與行同步信號頻率成正比的電壓信號，用這個信號控制振蕩器RC定時電路的時間常數，達到改變振蕩頻率的目的。極性處理電路的任務是對行、場同步信號的極性進行識別并進行歸一化處理的電路，這是因為由計算機顯卡送入顯示器的行、場同步信號的極性是隨顯示分辨率的不同而變化的，這些同步信號的不同極性的組合中含有不同視頻模式的信息，顯示器就是根據行、場同步信號的頻率和極性對各種視頻模式進行識別的。經模式識別后的行、場同步信號再進入極性處理電路，一律變成符合該顯示器同步電路需要的極性。上過程就是歸一化處理。處理后的行、場同步信號分別送入行、場振蕩電路對其進行鎖頻、鎖相，完成同步過程。
2.行幅度和場幅度自動調整電路
由公式iy=Ec?Ts/Ly知，行掃描電流iy與電源Ec、行正程時間Ts的乘積成正比，與偏轉線圈電感量Ly成反比。當行頻升高時，Ts變小，iy也相應變小，因為行幅度與iy成正比，所以，當掃描頻率升高時，行、場幅度要縮小。多頻顯示器中，行幅度自動調整電路一般采用調整電源電壓Ec、改變逆程電容、二極管調制器行幅度自動調整電路等方法。調整電源Ec的方法在后面電源內容中介紹。逆程電容調整法的原理是：當行周期一定時，逆程時間與行逆程電容成正比。當行頻升高時，行周期變短，這時減小逆程電容，縮短逆程時間，相對增大了正程時間，即增大了行幅，反之亦然。另外，當行頻變化時，適當調整逆程電容，使正程和逆程時間關系保持一定比例，也可防止圖像右卷邊，保證圖像質量。實際電路中，一般是由多個逆程電容與開關三極管共同構成逆程電路，由微處理器控制三極管的導通、截止，改變了逆程電容的串、并聯接入狀態，即改變了容量，完成逆程電路的調整。
現在的新型顯示器中廣泛采用的是一種二極管調制行幅度自動調整電路原理：電路如圖1，圖中T為行輸出管，D為阻尼二極管，D1、D2為調制二極管，Ly為行偏轉線圈，FBT為行輸出變壓器，Lm為調制線圈，Um為調制電壓。該電路的特點是用電壓Um的變化可以控制偏轉線圈中電流的變化。由微處理器或控制電路送來的行幅度控制信號經放大電路后，經A端由Lm送入，控制Um電壓。當Um升高時，抬高了行偏轉線圈Ly下端的電壓，上端電壓保持不變，故行偏轉線圈兩端電壓減小，行偏轉電流iy減小，行幅變窄；Um降低時，行偏轉電流iy增大，行幅變寬，這樣達到自動調整行幅的目的。行幅調整反饋信號一般取自行輸出變壓器上的繞組。
場幅度調整的原理一般是：由微處理器根據不同的視頻模式識別信號給場掃描電路送出適當的控制信號，控制對鋸齒波形成電路RC充電電流的大小，以改變鋸齒波的幅度，達到自動控制場幅度的目的。
3.枕形失真自動校正和S校正自動調整電路
我們知道，由于顯像管中電子束的偏轉半徑和熒光屏的曲率半徑不同，會引起特有的“枕形失真”和“延伸失真”。為此，在電視機中都加有枕形校正和S校正電路，由于這兩個校正電路的補償參數都和掃描頻率有關，故在多頻顯示器中，該部分電路也與電視機不同。枕形失真自動校正電路中，去掉了電視機中常用的枕形校正變壓器，而利用前面介紹過的二極管調制器行幅度自動調整電路進行枕形校正，原理是：由微處理器根據不同的視頻模式識別信號確定場頻后，給送入Lm線圈的行幅控制信號上再疊加一個與場頻一致的拋物波，適當控制該拋物波的凹凸程度，使一場的行掃描線在水平方向上呈鼓形，剛好與枕形失真抵消，達到自動校正的目的。
顯示器中，對圖像的幾何失真度要求很高。在S校正電路中，當行頻變化時，要適當改變S校正電容的容量，以得到最佳效果，即最小的幾何失真。實際電路中，在一個較小的S校正電容上并聯數個經晶體管控制的S校正電容，這些晶體管作為開關由微處理器控制，根據不同的行頻決定電容在電路中的接通數量，控制行掃描電流波形的S彎曲程度，達到最佳S校正。
4.行、場中心自動調整電路
在掃描電路中，由于存在晶體管等非線性元件，以及行掃描電路工作在開關狀態等因素，會產生信號在傳輸過程中的延遲，延遲量與掃描頻率有關。多頻顯示器中，當掃描頻率改變時，延時量發生變化，使掃描信號的相位發生變化，這將會引起圖像在屏幕上的偏移，行、場中心自動調整電路就用來消除偏移，它們的電路實際上是由微處理器根據頻率變化時不同的延遲量，給行、場偏轉線圈上加上一個適量的直流電流分量，使光柵產生一個與延時量相反的偏移量，使行、場中心始終和屏幕中心重合。
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以上調整和校正電路除有自動控制電路外，還有手動控制電路，以彌補自動的不足，同時也方便使用者。手動控制的方式很多，在新型多頻顯示器中，一般由不多的幾個按鍵用菜單方式集中進行多項控制，采用面板參數調整電路，在微處理器控制下，把經菜單選中的某一控制量調整的脈沖經D/A電路轉換為模擬量加至被控部位。在有效調整范圍內，操作者可隨意進行調整。該類顯示器一般都采用帶屏顯接口的視頻信號處理電路，故調整量可直觀地顯示在屏幕上。調整內容除對比度，亮度外還有：行幅、場幅、行中心、場中心、枕形失真、梯形失真、畫面旋轉、自動消磁等。
三、電源電路
顯示器電源多采用并聯型自激式冷底板，由開關變壓器初、次級線圈進行電路隔離，取樣反饋電路一般用光電耦合器隔離。國產顯示器現多采用性能優良的集成電路UC3842做電源脈寬調制器（PWM），開關脈沖的頻率在30―50KHz之間。為降低開關損耗和簡化驅動電路，電源調整管多采用場效應管。
顯示器電源比較有特點的電路是在主電源次級。前面述及，多頻顯示器中當頻率升高時，行幅度要變窄，大范圍的行幅度調節其實要用提高行電源Ec的方法，其它方法只能在小范圍調節。如在不同的顯示模式下，當行頻從31.5KHz升高到48.4KHz時，行電源Ec約從90V要升高到150V。Ec電源的調節電路稱二次電源電路，原理如圖2所示，一般有a、b兩種電路。a圖為一種串聯式電壓調節電路，圖中T為調整管，柵極由微處理器送入經模式識別后有一定占空比，并經電路放大的方波信號，控制調整管工作在開關狀態，對直流電源進行斬波輸出。顯然，輸入方波的占空比決定了輸出電壓的高低。電路的輸入端接開關電源給行掃描電路的供電端，輸出端的脈動直流電經L、C濾波后作為Ec送給行輸出電路。由原理知，該電路輸入端電壓要高于輸出電壓。
關鍵詞： 電源傳輸完整性; 優選器件; 電源評估; 平面電容; 電源仿真
中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）02?0132?05
Design process of hardware circuit based on PDN theory
REN Bing?yu
（GRG Banking Equipment Co.， Ltd.， Guangzhou 510663， China）
Abstract： Based on the power delivery network （PDN） theory， the detailed design process of hardware circuit is described. Difference from general circuit design method， PDN design process can greatly improve the hardware integration and effectively reduce the total number of components by establishment of preferred component list， power evaluation， plane capacitor construction， power supply simulation and construction of power frequency impedance simulation curves. The power supply integration test executed by professional tester proves that the hardware circuit designed by PDN can effectively limit the ripple， noise and other electric performance parameters， and resistor and capacitor on one board can be decreased by 30%. The products can fully meet hardware requirements of telecom servers.
Keyword： PDN; PPL; power supply evaluation; plane capacitor; power supply simulation
0 引 言
21世紀以來，隨著科技地不斷發展，電子產品在功能、性能等方面得到了長足的發展。伴隨而來的是電子產品系統復雜、加工工藝難度增大、產品成本提升、單板故障率上升等問題，直接影響消費者的正常使用和公司的信譽。
目前單板電源設計的流程通常是確定好主芯片及其他用電芯片的輸入輸出電壓/電流，按照分支派生的方式標示電源架構，匯總出產品所需的總功耗，確定供電芯片的型號和性能參數就開始設計電路中的電源。為了降低設計風險，設計人員通常采用電源芯片供應商推薦的參考電路來設計電源電路，經過簡單加工測試驗證無問題后即投放市場。這種電源設計方式看似沒有重大設計風險，但實際上卻存在很多隱患，無法滿足精細化設計的要求，會造成極大的設計冗余，導致產品升級換代困難，加大分析電路故障原因的難度，降低了產品實際效率，提高了產品的開發、生產和售后維護成本。本文從科學設計電路的角度出發，引導硬件工程師在充分理解單板芯片的實際電源需求后，通過正確評估電源需求、理清優選阻容器件、優化平面電容和層疊電容等設計方法，設計出高品質、高集成度的優秀電子產品。
1 優選阻容器件
在單板開發設計過程中，硬件工程師使用最多的器件就是電容和電阻，電阻主要有限流、分壓、調節芯片驅動、限定電平輸入輸出、調整負載等作用;電容通常應用于隔直、耦合、濾波、穩壓、諧振等設計。阻容的器件原理和應用范圍很明確，但為了縮短產品的交付進度，設計人員通常在電源設計上采取粗放型理念，對阻容器件的選擇缺少必要的科學管控。為保證無開發風險，設計人員大多直接應用芯片器件手冊上推薦的環路設計，增加了芯片間冗余設計。這種不規范選取阻容器件的現象會導致板上阻容器件的種類數、器件總數被人為增加，提高了制造、倉儲、維修等生產部門的運營難度，同時冗余設計會引起電路設計的不穩定性和不確定性，引入噪聲、諧振、串擾、功耗上升等問題。故此，需要設計人員在設計前就必須徹底理清整個單板的系統架構，明確阻容器件的功能，通過電路仿真和實際測試結果來指導正確的硬件電路設計，否則無法正確完成產品開發設計[1]。
為保證電源穩定性，在設計芯片環路的時候都會給留有一定的余量，設計的余量與功耗評估、器件精度、電源仿真都存在關系。實際應用的阻容器件與標稱的理論值存在一定偏差，阻容器件標稱值與實際值的偏差稱為誤差，器件允許的偏差范圍稱為精度。電容精度等級與允許誤差對應關系通常為：超穩定級（I類）的介質材料為NPO，精度通常為1%;穩定級（Ⅱ類）的介質材料為X7R，精度通常為5%;能用級（Ⅲ類）的介質材料Y5V，精度較低，不建議使用。在考慮通流和功耗的前提下，目前電阻精度主要是1%及5%兩種。
在實際設計過程中，建議設計人員選擇精度高（1%）的阻容器件。使用高精度的阻容器件可以準確控制硬件電路的功耗、電流、頻率、紋波、噪聲等電氣特性，有效控制單板穩定性。為了降低單板阻容器件的種類數，應該參照以下規則：電阻按照E12原則（10、12 、15 、18、 22 、27 、33 、39 、47 、56、 68、 82作為基數）來選擇器件，電容按照E3原則（10、22、47作為基數）來選擇器件。這些是設計中經常用到的阻容值，以上述阻容值作為基數可以滿足電路設計中90%的阻容需求。如果芯片要求特殊阻容值，可以通過串并聯的方式實現所需阻容值，可以有效地控制環路的阻抗匹配、驅動調節、紋波控制等電氣特性。
選用高精度阻容阻容器件，建立優選阻容器件表PPL，就可以在保證所有單板開發質量的前提下，最大程度約束器件選擇的種類數，實現器件編碼的歸一化，提高單板阻容器件的簡潔度。
2 電源評估
設計人員選用一個芯片，需要明確芯片最大的應用能力，即芯片管腳最大工作電流和目標工作頻率，理清芯片最大動態電流和設計所需的負載頻率范圍，約束trace走線分布來指導power rail的設計并選取適合的電容。控制電源穩定性最重要的兩個環節就是阻抗匹配和頻率響應，設計電路的時候會仿真出一個最優通路的理想電路模型。理想電路要求在電路頻率變化范圍中走線鏈路阻抗是固定的，設計出的實際電路也要滿足這個特性，要求設計出的阻抗頻率特性曲線與理想電路阻抗頻率曲線接近，甚至一致。
以某網卡芯片為例，通過查詢器件手冊得出芯片在不同工作狀態下的最大電流如下。
表1 某網卡芯片工作狀態功耗表
通過表1知道網卡工作在1 000 Mb/s傳輸速率，從Active狀態到Idle狀態時候會產生最大的功耗變化，網卡實際工作中最大的電流變化是從Active狀態向Idle 狀態切換過程中發生的。網卡在這兩個狀態之前切換時候產生最大數據量變動，過大的數據量變化會產生額外的工作損耗。從芯片手冊上可以得知Active狀態到Idle狀態的工作電流變化為570 mA，由此可以計算得出網卡在1 000 Mb/s link狀態下從Active轉向Idle時的Transient Current百分比，即動態電流變化率[Istep]為570 mA。由表1可以看出，該網卡芯片在不同工作狀態下的功耗是不同的，相同電平下的工作電流不同。這是由于芯片高速信號傳輸引起傳輸線及傳輸介質產生阻尼效應，內部工作頻率提升導致芯片管腳輸出功耗上升。信號傳輸是通過數據線中電平高低變化來實現的，不同電氣接口對于高低電平的閾值也是有嚴格要求的，為保證信號能夠在準確的數值下傳輸，需要確保芯片管腳上的信號在相同或不同的工作狀態下都能有穩定的電平輸出。這就需要我們充分理解芯片的工作原理及產生功耗的原理后，提供最優的電路來保證整個環路的穩定性[5]。
特征阻抗[Ztarget]可以通過以下公式得到：
[Ztarget=ΔVΔI=Vmax?ΔVrippleImax?ΔItransient] （1）
式中[ΔVripple]為電壓紋波要求，通常為1%～3%，[ΔItransient]為電流有效傳輸效率，根據電源不同的設計方式和信號工作頻率，可以選擇10%～90%作為電流傳輸效率。
芯片都是在不同狀態之間進行工作的，管腳不可能一直保持工作在100%的工作狀態，這就導致實際輸出的電流不會一直處于峰值電流，而是最大值的一部分。對于對工作狀態沒有約束且工作頻率超過100 MHz的芯片，對電流傳輸效率Transient Current百分比可以選擇最大的90%。芯片的最大工作電流可以通過查找器件手冊得到，里面詳細介紹芯片所有的工作狀態及對應的工作電流，得出芯片在不同狀態下的最大功耗。在此基礎上，聯系芯片實際工作中可能出現的狀態變遷方式，計算出最大的動態電流變化率，即電流有效傳輸效率[ΔItransient]。
通過查看器件手冊得到芯片管腳的工作頻率作為目標頻率[Ftarget]，超過[Ftarget]范圍的信號都不必要處理。這是因為受到阻抗特性約束，這部分超出[Ftarget]的信號是無效的，故此不會產生損耗。芯片的目標頻率通常在器件手冊中沒有涉及，可以直接向供應商詢問。如果廠商無法給出芯片的目標頻率可以憑借經驗來推測：首先明確芯片消耗電源的模塊類型，通過模塊類型對比給出不同模塊的典型頻率，在結合芯片實際工作情況，找出所需要的目標頻率[Ftarget]。
通常以I/O電源80 MHz，core電源50 MHz作為標準基準頻率。將[Ftarget]帶入計算表格，得出所有需要分析的對象和仿真波形，完成電源評估工作。
3 平面電容
經過實際測試，發現每個芯片的I/O管腳都無法按照理論模型構建硬件電路，即直接通過芯片管腳與PCB板上銅箔pad相連接，不會產生任何額外的電氣特性。如圖1所示，在芯片I/O管腳與PCB相連的地方都會產生寄生電容，當I/O管腳輸出高電平時，相連部分上的寄生電容開始放電，如果管腳周圍沒有補償電容給管腳寄生電容及時充電，該I/O管腳上電平就會出現跌落。
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圖1 芯片I/O管腳實際等效示意圖
芯片廠商通常會在實際封裝中添加一部分[Cpkg]用于給寄生電容充電，但是由于容值過小，充電效果并不理想。芯片外部放置的鉭電容存在走線過長、層疊干擾及寄生電感的原因，更是難以給芯片I/O管腳上的寄生電容及時充電，所以我們要利用PCB來構建出如圖2所示的等效平面電容[Cpcb]。
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圖2 理想PCB平面電容示意圖
平面電容是利用PCB疊層的電源層和地層之間構造的電容效用而形成的。這種平面電容的容值通常比較小（pF級），可以用于濾除高速信號產生的高頻噪聲，同時由于離芯片管腳最近，可以最迅速有效地為芯片管腳上的寄生電容充電。在芯片周圍擺放濾波電容不能有效濾除高頻噪聲的原因就在于即使容值很小的濾波電容也只能濾除100 MHz以下的噪聲，而對于超過200 MHz的噪聲就不能有效濾除。以10 nF電容為例，按照電容阻抗特征曲線所示，只能有效濾除50 MHz左右的噪聲。如果再放置pF級的電容會顯得冗余，且電容本身的ESR和ESL會引入高頻諧振的問題。
綜合考慮，建議可以利用平面電容來對管腳寄生電容完成充電和高頻濾波[2]。電容頻率阻抗曲線如圖3所示。
3.1 估算平面電容值
平面電容值需要依據芯片管腳和對應傳輸線上的寄生電容值來完成評估。通過芯片I/O管腳的寄生電容[Cio]以及芯片的I/O管腳數量得出芯片I/O管腳生成的總寄生電容大小。一般情況下，PCB微帶層每inch單端傳輸線（特征匹配阻抗為50 Ω）上的寄生電容為3.5 pF。以一組32位的傳輸線為例，傳輸線走線長度為6 inch，管腳寄生電容[Cio]為2 pF，可以推算出芯片管腳總寄生電容[Cswl]=（3.5 pF/inch×6 inch+2 pF）×32=736 pF。按照設計要求電源的紋波為2%，綜上條件就得到了所需要的平面電容[Cp]為36.8 nF。
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圖3 電容頻率阻抗曲線圖
當然，這里還提供了一種簡易評估平面電容的方法，即忽略管腳上的寄生電容。同樣以上述32位傳輸線為例，[Cswl]=3.5 pF/inch×6 inch×32=672 pF，電源紋波同樣要求為2%，得到平面電容為33.6 nF。這樣計算得到的[Cp]與理論值存在一定偏差，不是很準確，但管腳上的寄生電容可以通過芯片封裝上的[Cpkg]進行部分補償，可以滿足實際應用的補充效果，故此不會產生很大的影響[3]。平面電容的布局由于需要考慮分層和跨層分布，實際上應用的平面電容要比計算得到電容多。根據資料和實際測量，實際布局的平面電容[Ccomp]和理論的平面電容[Cp]二者的比例應該是5～10倍之間，通常選用選取為8，即[Ccomp]=[Cp]×8。由此可以得到芯片實際需要補償平面電容值為[Ccomp]=36.8 nF×8=294.4 nF。
3.2 構建平面電容
按照上面介紹的方法，通過計算得出芯片管腳需要補償的電容值，下一步就要確認如何構建平面電容。PCB是由銅皮和綠油組成，PCB板上所有的電源和信號都需要通過銅皮完成布局和傳輸，故此確認并合理地分布銅皮就能決定如何構建最適宜的平面電容。
如式（1）所示，銅皮的估算方式可以按照業界通用的公式：
[CPCB=E×Er×L×WT] （2）
式中：E=0.224 9×[10-12] F/inch，[Er]=3.8～4.2 （FR406材質PCB吸收），L為走線長（inch），W為線寬（inch），T為銅厚。
在設計初期就已經確定了PCB的層疊間距、材質、走線距離、線寬和銅皮厚度等參數，可以根據式（2）評估出實際設計需要銅皮數量，由此構建PCB銅皮布局，即構建平面電容。構建PCB平面電容需要經過電路原理仿真、PCB信號仿真和電源仿真評測后方可落實。電源層和地層必須有效區分，原則上相同電平值的模擬和數字電源也需要單獨隔離，數字地和模擬地也需要隔離開。處理高速信號時，需要注意信號參考的電源平面或地平面布局需要盡量精簡，電源層平面和地層平面盡可能的靠近并對稱均勻布局，形成近似差分耦合電容的布局。這是由于提供給高速信號做參考層的電源平面和地平面在實際應用的時候會附生一個很小的寄生阻抗（大致20 mΩ），為保證電平穩定，通過這種緊急對稱布局來有效抵消寄生阻抗引起的電平跌落，而且可以有效抵消一部分電源紋波和噪聲的干擾[4]。
3.3 應用實例
以一片單板為例，首先確定單板上工作時鐘頻率在100 MHz以上的單端信號，以表格的形式列對應的芯片器件名稱、接口類型、工作頻率以及器件個數，再列出接口的個數、單個接口的負載電容以及接口工作電壓，按照列出的信息，參照本文提供式（1）計算出該關鍵I/O管腳需要補償的電容值，構建平面電容。以Intel 82599網卡芯片為例，通過查閱廠家技術手冊列出信號對應的電源網表名、電壓、紋波等信息，繪制出表2，用于指導下一步設計。
表2 某單板的管腳信息表
通過查看芯片手冊，得知芯片內部時鐘主頻為100 MHz，可以倍頻至2.5 GHz，即[Ftarget]為2.5 GHz。管腳最大電流為3.5 A，應用VCCP的管腳都為高速信號，需要使用high speed模型分析：電壓紋波要求1%，電流傳輸效率90%。
通過公式（1）所需要的平面電容值為[Cp=（3.5 pF/inch×15 inch+2 pF）×321%=174.4 nF]，即可規劃出平面補償電容。通過式（2）得到，[Ztarget=1.1×1%3.5×90%=3.492 mΩ]。再使用文中介紹的電源評估方式，繪制出如圖4所示的[Ftarget]與[Ztarget]曲線，依靠曲線協助評估出所需要的最優環路。
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圖4 [Ftarget]與[Ztarget]仿真曲線
經過電源評估、構建平面電容和頻率阻抗特征曲線后，可以設計符合芯片管腳電氣需求的最優電路。如圖5所示，通過泰克示波器TDS3012B量測信號噪聲發現，采用PDN設計理念優化的電路可以有效抑制噪聲。
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圖5 PDN設計前后電路噪聲測試結果
4 結 語
本文通過原理分析和實例講解來介紹一種基于PDN原理設計硬件電路的方法。PDN可以有效指導硬件工程師在充分掌握芯片實際工作狀態信息后，精確地設計電路、優化阻容選型，提升電路開發效率，解決冗余設計造成的干擾問題，提高單板簡潔度，提升產品品質。同時，通過PDN原理來指導硬件電路設計的方法，已被愛立信、華為等電信業公司廣泛接受、應用和推廣。
根據本人實際開發工作驗證，通過PDN原理設計電路的方法非常科學，采用PDN原理設計24 000 pin密集度的服務器單板，可以有效降低阻容器件種類數和總數各30%，降低原材料、加工成本和工藝制程成本12.5 RMB/pcs，提升生產直通率0.5%，改動前后的效果十分明顯。
本文在以下方面有所創新：
（1） 提出PDN設計理念，規范電路設計流程，能有效指導硬件工程師充分理解芯片的技術規格，設計出最優電路;
（2） 建立優選器件表，規范阻容器件種類數和總數，提升產品質量和管控水平;
（3） 構建平面電容，繪制頻率阻抗曲線，指導硬件工程師設計理想硬件電路。
參考文獻
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1 SF5520的引腳功能
SF5520采用14腳雙列塑封，其管腳排列如圖1所示。各引腳的功能如下：
1腳：輔助運放輸出；
2腳：輔助運放同相輸入；
3腳：輔助運放反相輸入；
4腳：內部相敏整流器輸入；
5腳：內部相敏整流器輸出；
6腳：內部相敏流器參考信號輸入；
7腳：接地；
8腳：二分之一基準電壓；
9腳：信號發生器輸出；
10腳：信號發生器輸出（與9腳反相）；
11腳：內部運放反相輸入端；
12腳：基準電源；
13腳：信號發生器外接電容；
14腳：電源。
2 SF5520的結構原理
圖2是SF5520的內部等效電路框圖，它由濾形發生器、相敏整流器、偏置電路及輔助運放組成。圖中，芯片內部的電阻除R7、R8為5kΩ以外，其余均為10kΩ。
SF5520內部有一個諧波含量小于5%且具有一定負載能力的正弦波信號發生器，其輸出可用于對差動變壓器初級繞組提供驅動。它由三角波信號發生器B1、波形轉換電路B2及信號輸出級A1、A2等組成。三角波信號發生器的振蕩頻率與外接電容C1有關，通過改變該電容值可使輸出信號頻率在1~20kHz之間調節。振蕩頻率f與外接電容C1之間存在下列關系：
f=110/C1
式中：f的單位是Hz，C1的單位是μF。
SF5520內部的相敏整流電路由運放A3、A4及可控電子開關B4組成。其中由運放A3組成電壓跟隨器，以提高相敏整流電路的輸入阻抗；A4及電阻R1~R4組成換向放大器，其工作狀態由電子開關B4控制；可控電子開關由輸入信號控制，輸入信號的不同極性可導致電子開關的導通與截止。
偏置電路（B3）可為SF5520內部各單元電路提供穩定的工作電壓，以保證電路能穩定可靠地工作，同時還確保輸出信號的動態工作范圍。
此外，SF5520內部還設置一個獨立的運算放大器（A5），該放大器可為實際應用提供極大方便。
3 SF5520的技術參數
SF5520的主要技術參數如下：
振蕩頻率：1~20kHz，由外接電容確定。
輸出信號失真：小于5%，典型值4%。
輸出電流：典型值15mA，最小值8mA。
外接負載阻抗：小于1kΩ。
輸入電壓：最小值4.5V，最大值5.5V。
輸入電流：典型值300μA，最小值100μA，最大值1mA.
線性誤差：典型值0.05%，最大值0.1%。
單電源：5~20V；雙電源：±2.5~±10V。
電源電流：典型值15mA，最大值20 mA。
基準電壓：最小值5V，最大值與電源電壓相同。
增益：典型值為100000倍。
輸入失調電壓：最小值-10 mA，最大值+ 10mA。
輸出電壓擺幅：最小值1.5V，最大值為電源電壓-1.5V。
輸出短路電流：典型值50 mA。
典型功耗：小于220 mW，極限耗散功率為840 mW。
環境溫度：0~70℃。
存儲溫度：-65~125℃。
4 SF5520的應用電路
差動變壓器式傳感器屬于互感式傳感器。它本身是一個變壓器，其原邊是一個繞組接入激勵信號，副邊有兩個相同的繞組反向串接以獲得輸出信號。鐵芯的一端與被測物體連接，當被測物體移動時，就會因鐵芯的移動使逼邊兩繞組與原邊繞組的互感不同而引起輸出信號變化。將SF5520與差動變壓器配合使用可組成電動執行器中的位置發送器，其電路十分簡單，且調試方便，性能優良。圖3是一種可接浮地負載的位置發送器電路，圖中，R3、C2組成移相電路，其作用是使相敏整流器的參考信號（差變的激勵信號）與輸入信號（差變的輸出信號）相位一致，從而改善電路的性能，R3的參考值為20k℃,C2的參考值為0.02μF。R2、C1組成無源濾波電路，用于對相敏整流器輸出信號加以濾波。輔助運放A5可與調恒流管CRD等可組成V/I轉換電路，可對相敏整流器的輸出信號進行轉換，以輸出0~10mA的直流電流作為位置發送器的輸出信號。由圖可知：
（IL+IH）（R0+RWL）=V5
IL=[V5/（R0+RWL）]-IH
式中，V5為相敏整流器輸出端5腳的電壓，IH為可調恒流管CRD的輸出電流。由上式可知，改變IH可使電路的輸出電流為零，因此，調節RWO可調節電路的輸出零位，而改變電閏器RWL可調節電路輸出電流的量程。圖3電路能輸出0~10mA的電流信號，可作為II型儀表中電動執行器的位置發送器。
在圖3電路中，由于位置發送器的輸出端負載不能接地，這給某些應用帶來不便。一種能對地輸出0~20mA電流信號的位置發送器電路如圖4所示，該電路既可用于II型儀表，也可用于III型儀表。圖中，由SF5520內部輔助運放及電阻、電容等元件組成的二階有源濾波器，可對相敏整流器的輸出信號進行更有效的濾波，從而改善電路性能。由雙運放LM358（A6、A7）組成的V/I轉換電路，可將相敏整流器的輸出電壓轉換電路信號，輸出的直流電流信號可接地負載。電位器RW用來調節輸出電流的零位，改變電阻R0可調節輸出電流的量程。
在上述應用電路中，差動變壓器的激勵信號的采用電壓信號，這種方法的主要缺點是在環境溫度發生變化時會產生測量誤差。
DT-101微型數字衛星接收機屬直流供電機種，非常適合室外尋星。與大多數常用的便攜式數字機相比，其LNB供電電路的構成和原理有很大差別，現簡要介紹該機LNB供電電路的原理與檢修。附圖為DT-101微型數字衛星接收機LNB供電電路原理圖。
工作原理
DT-101微型機LNB供電電路較簡單，核心元件為雙極型線性集成芯片34063A，由34063A和外接較少元件構成開關式升壓電路，將12V直流電壓升壓，主芯片CT212S通過三極管J6、BA等組成電子開關控制34063A5腳外接的取樣電阻阻值，實現對極化電壓的調整。當設置數字機接收垂直極化信號時，主芯片CT212S發出垂直極化指令，其控制端55腳輸出高電平，與CT212S 55腳相連的兩只三極管J6、BA導通，使得34063A 5腳連接的取樣電阻阻值發生改變，輸出13V極化電壓；當設置數字機接收水平極化信號時，CT212S 55腳輸出低電平，J6、BA截止， 34063 A 5腳外接的取樣電阻阻值發生改變，輸出18V極化電壓。這部分電路還傳輸22KHz信號，當在數字機中設置 “22KHz”或“DiSEqC”選項時，QPSK解調器ZL10313 4腳輸出22 KHz脈沖信號，經三極管J6放大后，再經三極管C8550的b極調制到13/18V電源上，同13/18V電源一并輸送到中頻信號輸入端子處，供LNB或切換開關使用。
故障檢修
DT-101微型機LNB供電電路元件較少，檢修并不難。根據故障現象使數字機工作在不同工作狀態，檢測LNB供電電路輸入端、輸出端及控制信號輸入端電壓變化情況，判定發生故障的范圍，在確定的故障范圍內查找受損元件，更換即可。
1、無極化電壓輸出。
首先確定故障發生在電源適配器還是LNB供電電路，如電源適配器輸出電壓正常，應檢查數字機電源插座和極性保護二極管（IN4007）是否損壞。如34063A電源端6腳有12V電壓，則故障發生在LNB供電電路。查IN 5819是否損壞，如IN 5819未損壞，多是34063A損壞。
2、只輸出一種極化電壓。
在極化方式設置正確的情況下，數字機只能輸出一種正常的極化電壓，則說明34063A未損壞，故障發生在34063A 電路或主芯片及其控制信號傳輸通道。首先，檢查數字機在水平、垂直極化方式切換時，與主芯片CT212S控制端55腳連接的電子開關電路中開關管J6 b極電壓是否變化，如有變化則說明控制信號傳輸通道無故障。接下來，對LNB供電電路進行檢查。如開關管BA e-c結短路，則只能接收到垂直極化信號；當開關管BA e-c結斷路時，直能接收到水平極化信號。除對開關管BA進行檢查外，還應根據具體情況檢查34063A5腳外連的取樣電阻有無變值。
3、無22KHz信號輸出。
首先查設置菜單，22KHz選項是否設置為“開”，再查解調芯片是否輸出22KHz脈沖信號。確認設置無誤，解調芯片輸出22KHz信號正常的情況下，查22KHz信號傳輸電路中的電阻、三極管是否損壞。
工作原理
DM500V8多媒體衛星接收機LNB供電電路核心元件U70(LT1930)為SOT-23封裝的5腳升壓型高功率開關穩壓器,采用恒定頻率、電流控制模式內部結構,內部包含1A、36V開關電源,內置功率開關管、1.2MHz振蕩器、RS鎖存器、誤差放大器、PWM比較器等電路。DM500V8多媒體衛星接收機LNB供電電路由極化電壓生成、調整電路和22KHz信號調制電路組成。其中極化電壓生成、調整電路由U70(LT1930)、L711、D71、R708、R709等組成,這部分電路受控于主芯片STB02500。當STB02500發出控制指令時,高電平信號加至LT1930④腳(SHDN),LT1930開始工作。同時,該高電平控制信號也使Q70、Q72導通,12V直流電加至電感L711,在C728兩端產生高于輸入12V的變換電壓,這個變換電壓經R708、R709分壓后反饋至LT1930 ③腳(FB),再經LT1930處理后輸出13V或18V極化電壓。當設置DM500V8接收垂直極化信號時,H/V端輸出3.3V高電平,來自STB02500的PWM脈沖通過R710與C727組成的積分電路后,變成一個與輸入的PWM脈沖占空比成正比的直流電壓,該電壓通過R711與R708、R709分壓電路的輸出相加,使LT1930 ③腳(FB)電位上升,通過LT1930內部誤差放大器和PWM比較器,使驅動開關管的PWM占空比下降,從而降低了LT1930升壓變換電源的輸出電壓,同時使R708、R709分壓電路的輸出電壓下降,也使加至LT1930③腳(FB)的和電壓下降,當這個和電壓降至與LT1930內部基準電壓(1.255V)相等時,即達到一個反饋環路的動態平衡,此時LT1930升壓變換電源的輸出電壓穩定保持在13V。當設置數字機接收水平極化信號時,STB02500經 H/V端輸出占空比下降的PWM脈沖,作用在R708、R709和LT1930 ③腳(FB)組成的反饋取樣電路,使LT1930輸出端電壓上升至18V。
22KHz信號調制電路由Q71、R712、R713、R714和一只起鉗位作用的微型LED管(板上未標注位號)等組成。DM500V8的22KHz脈沖或DisEqC編碼是由STB02500芯片中的CPU通過I2C總線控制調諧器發出的指令,22KHz脈沖或DisEqC編碼指令通過4.7K電阻進入Q71基極,使Q71進入線性放大區,在Q71集電極與發射極間導通電阻隨著基極22KHz信號交替變化,電阻R712與R713、R714、Q71構成分壓電路,隨著Q71內阻的變化,分壓電路的分壓系數也隨之變化,將22KHz信號調制在LNB 13/18V電源上。■
故障檢修
1、垂直極化無信號,水平極化正常。
先檢查節目參數中極化方式設置是否正確,如預置參數為垂直極化節目,卻輸出18V極化電壓,應查H/V端是否為高電平(3.3V),如無此電平,則可能是主芯片STB02500中極化電源控制部分損壞。再檢查R710、R711是否斷路,C727是否擊穿短路。
2、水平極化無信號,垂直極化正常。
在預置節目參數無誤的情況下,垂直極化信號接收正常,水平極化信號無法接收,可能是LT1930未工作,應檢查LT1930是否已損壞。分壓電阻R708、R709斷路及C728失效也會導致此類故障發生。
關鍵詞 集成電路設計 教學方法 教學探索
中圖分類號：TN79 文獻標識碼：A 文章編號：1002-7661（2015）19-0006-02
1958年，美國德州儀器公司的基爾比發明了第一塊集成電路，隨著半導體工藝和集成電路設計技術的發展，集成電路的規模可以達上億個晶體管。集成電路具有速度快、體積小、重量輕等優點，廣泛應用于汽車、醫療設備、手機和其他消費電子，其2012年集成電路設計市場應用結構如圖1所示。
自2006年以來，我國集成電路的產值為126億美元，占全球產業總產值的5.1%，2013年我國集成電路的產值為405億美元，占全球產業總產值的13.3%。2006年到2013年的年復合增長率達到18%，遠超過全球集成電路產業整體增速。我國集成電路行業的產值如表1所示。
近年來，半導體集成電路產業在國家政策支持下發展迅速，因此對集成電路設計人才的需求劇增。為了滿足社會日益發展的需要，國家在高校內大力推廣集成電路設計相關的課程，并且取得了較好的效果，使人才缺口減小，但是還是不能滿足國內對集成電路設計人才實際數量的需求。為了更好地加快集成電路設計人才的的培養，本文針對《數字集成電路原理》教學中存在的問題，并且根據教學的現狀，探索出集成電路設計的教學改革。
一、數字集成電路設計原理教學中的現狀
集成電路設計相對于以分立器件設計的傳統的電子類專業而言，偏向于系統級的大規模集成電路設計，因此，微電子專業和集成電路設計專業的學生注重設計方法的形成，避免只懂理論、不懂設計的現象。即使學生掌握了設計的方法，能夠進行一些小規模的集成電路設計，但是設計出來的產品不能用，不能滿足用戶的需求。這就成了數字集成電路設計原理面臨的問題。
二、數字集成電路設計原理教學改善的方法
（1）針對上述的問題，在多年教學的基礎上，在教學方法上進行改進，改變傳統的以教師為中心，以課堂講授為主的教學方式，采用項目化教學來解決數字集成電路設計中只懂理論、不懂設計的現狀。注重數字集成電路設計原理與相關課程之間的內部聯系，提高學生的學習興趣，通過將一個項目拆分成幾個小項目，使學生在項目中逐漸加深了對知識點理解，并且將課程的主要內容相互銜接與融合，形成完整的集成電路設計概念。學生分成5-8人一組，通過小組的方式加強了學生的相互合作能力，讓學生更有責任感和成就感。學生應用相關的EDA軟件來完成項目的設計，能夠掌握硬件描述語言、綜合應用等數字集成電路設計工具。
（2）通過PDCA戴明環的方式改善了集成電路設計的產品可用度不高的問題。在集成電路設計過程中，通過跟蹤課內外學生設計中反應的問題，對項目難易度的進行調整，提高學生計劃、分析、協作等多方面的能力。結合新的技術或者領域，對項目進行適當的調整。通過PDCA戴明環的方式來持續改進教學內容和方法，使其滿足社會對數字集成電路設計人才的需求。PDCA戴明環如圖2所示。
（3）開展校企合作的方式，進一步提高教學質量和學生的綜合素質，促進企業和學校的共同發展。這種方式實現了學校與企業的優勢互補，資源共享，培養出更加適合社會所需要的集成電路設計人才，也能夠讓學校和企業形成無縫對接。
三、小結
隨著大規模集成電路設計的發展，更多的設計工具和設計方法出現，因此，使用最新的設計工具，合理設置《數字集成電路設計原理》的教學內容，可以提高學生的設計能力和培養學生的創新能力。通過對《數字集成電路設計原理》課程教學的探索，改變了以教師為中心的傳統采理論課教學方式，充分發揮了學生的能動性和協作能力，使學生理論與實踐都能夠滿足集成電路設計人才的要求。
參考文獻：
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【關鍵詞】DX型中波發射機 控制板 555集成定時器 占空比 計數器
1 前言
PB200單元控制板的作用是提供低、中、高功率電平下實行本地/遠程步進啟動的順序控制，監視PB200單元工作狀態，對外部或內部故障情況進行保護性響應及提供故障狀態指示。下面分別介紹控制板時鐘電路采用器件和時鐘電路的工作原理。
2 555集成定時器工作原理
在數字電路系統中，為了使各部分控制電路在時間上協調動作，需要有一個統一的時間基準，用來產生時間基準信號的電路稱為時基電路。555集成定時器就是其中一種，它是由模擬電路與數字電路組合而成多功能中規模集成電路，只要配少量外部器件，就可組成觸發器、振蕩器等電路。圖1A所示555集成定時器的外形引腳圖。
其中1腳為電源地端；2腳為觸發端；3腳為輸出端；4腳為強制復位端；5腳為閾值電壓控制端；6腳為閾值端；7腳為放電端；8腳為電源電壓端。圖1B所示555集成定時器原理框圖，整個電路包括分壓器、比較器、基本RS觸發器、放電開關和輸出級五部分。
（1）分壓器：由三只5kΩ電阻串聯組成分壓器，其上端接電源（8腳），下端接地（1腳），為兩個比較器C1、C2提供基準電平。使比較器C1“-” （5腳）端接基準電平 ，比較器C2“+”端接 。如果在控制端（5腳）外加控制電壓，可以改變兩個比較器的基準電平。不用外加控制電壓時，可用0.01uF的電容使5流接地，旁路高頻干擾。
（2）比較器：C1、C2是兩個比較器。其“+”端是同相輸入端，“-”端是反相輸入端。由于比較器的靈敏度很高，當同相輸入端電平略大于反相端輸入電平時，其輸出端為高電平；反之，輸出低電平。因此，當高電平觸發端（6腳）的觸發電平大于 時，比較器C1輸出為高電平；反之輸出低電平。當低電平觸發端（2腳）的觸發電平略小于 時，比較器C2輸出為高電平；反之，輸出為低電平。
（3）基本RS觸發器：基本RS觸發器主要由或非門G1、G2構成，比較器C1和C2的輸出端就是基本RS觸發器的輸入端R和S。因此，基本RS觸發器的輸出狀態（3腳）受6腳和2腳的輸入電平控制。圖中的4腳是低電平復位端，如果在4腳施加低電平，此信號經G0（非門）輸出高電平，再經G3（或非門）輸出低電平，然后經G4（非門）輸出高電平，再經G5（非門）使3腳輸出低電平。平時一般將4腳接電源Vcc，取消強制復位功能。
（4）放電開關：NPN型晶體管三極管VT構成放電開關，基極接基本RS觸發器G4（非門）輸出端。假設4端接電源Vcc時，取消強制復位功能，G0輸出為低電平，當 =0時，經G3輸出高電平，然后經G4輸出低電平，VT的基極電位為低電平，VT截止；反之，當 =1時，VT飽和導通。可見VT作為放電開關，其通斷狀態由觸發器的狀態決定。
（5）輸出級：由基本RS觸發器的輸出端 驅動，該輸出級通常為推挽式電路，或是簡單的緩沖器，通常能夠提供 200mA的輸出電流。
圖1C所示555集成定時器構成的無穩態自激多諧振蕩器。其工作原理：接通電源后，Vcc經R1、R2給電容C充電。由于電容C上的電壓不能突變，電源剛接通時VC< ，所以555定時器內部比較器C1輸出低電平，C2輸出高電平，即R=0，S=1，基本RS觸發器置1，輸出端Q為高電平。此時 =0，使內部放電管截止。當VC上升到大于 時，R=1，S=1，基本RS觸發器狀態不變，輸出端Q仍為高電平。
當VC上升到略大于 時，R=1，S=0，基本RS觸發器置0，輸出端Q為低電平，這時 =1，使內部放電管飽和導通。于是電容C經R2和內部放電管放電，VC按指數規律減小。
當VC下降略小于 時，內部比較器C1輸出低電平，C2輸出高電平，基本RS觸發器置1，輸出端Q為高電平。這時， =0，內部放電管截止。于是電容C放電結束，并重新開始充電。如此循環不止，輸出端就得到一系列矩形脈沖。
占空比定義為在一個振蕩周期內輸出為高電平所占時間的百分比。在充電期間T充內，輸出為高電平；在放電期間T放內，輸出為低電平。因此占空比為
3 74HC161同步計數器工作原理
74HC161為4位二進制同步加法計數器，帶異位清零端，具有輸出保持功能，具有n位級聯進位輸出端。圖2A所示74HC161同步計數器引腳圖：
其中： ：異步清零端。低電平有效，即該端為低電平時計數器內部的四個觸發器清零。它的作用不受CLK脈沖的影響。CLK：時鐘脈沖輸入端，即計數器脈沖輸入端。上升沿有效。RCO：動態進位輸出端。用來作n位級聯使用。高電平有效，即通常處于低電平，出現進位信號時為高電平。進位信號為正脈沖。 ：同步預置控制端。低電平有效，即該端為低電平時，可以通過輸入數據端A、B、C、D對輸出狀態進行預置。該端通常應為高電平。A、B、C、D：輸入數據端。預置時向各輸入數據端送入數據，就可使相應的輸出端QA、QB、QC、QD的狀態為輸入端的數據。QA、QB、QC、QD：計數器狀態輸出端。QD為最高位，QA為最低位。QD可作十六分頻輸出端，QC可作八分頻輸出端，QB可作四分頻輸出端，QA可作二分頻輸出端。ENT、ENP：使能端。在計數過程中使能端必須均為高電平，一旦有其中一個使能端ENT或ENP為低電平時，計數器禁止計數，計數器保持禁止之前的狀態。
圖2B所示74HC161同步計數器功能表。
4 控制器板時鐘電路工作原理
控制板時鐘電路主要由一只555集成定時器與的電阻、電容構成無穩態自激多諧振蕩器，產生8kHz的時鐘信號；它的輸出與五只74HC161同步計數器相連構成分頻器，分別輸出4kHz、128Hz、64Hz、32Hz、16Hz、1/64Hz的時鐘脈沖信號，這些信號分別送到各PAL和EPLD中，提供相應的控制。圖3所示PB200單元控制器板上時鐘信號產生電路。
U20（555定時器）與R16、R15、C70等元器件接成無穩態自激多諧振蕩器。因為電阻、電容數值誤差很大，因此時鐘脈沖精度不高。
U15、U16、U17、U18、U19 （74HC161）串在一起構成五級分頻器，它們的3（A）、4（B）、5（C）、6（D）引腳均接地為低電平；555時基電路輸出的8KHz時鐘信號都送到2腳（CLK）中去，U15的1、9、10、7腳接高電平，U15-14（QA）為二分頻輸出端，輸出4KHz時鐘脈沖信號。
U15-15（RCO）與U16-10（ENT）相連，當對8KHz時鐘脈沖信號進行十六分頻后（ ），U15-15輸出高電平，U16計數器開始工作，U16-13（QB）為四分頻輸出端，輸出128Hz時鐘脈沖信號；U16-12（QC）為八分頻輸出端，輸出64Hz時鐘脈沖信號；U16-11（QD）為十六分頻輸出端，輸出32Hz時鐘脈沖信號。
U16-15（RCO）與U17-10（ENT）相連，當對500Hz時鐘脈沖信號進行十六分頻后（ ），U16-15輸出高電平，U17計數器開始工作，U17-14（QA）為二分頻輸出端，輸出16Hz時鐘脈沖信號。
U17-15（RCO）與U18-10（ENT）相連，當對32Hz時鐘脈沖信號進行十六分頻后（ ），U17-15輸出高電平，U18計數器開始工作。
U18-15（RCO）與U19-10（ENT）相連，當對2Hz時鐘脈沖信號進行十六分頻后（ ），U18-15輸出高電平，U19計數器開始工作，U19-12（QC）為八分頻輸出端輸出 Hz時鐘脈沖信號。
另外，我們可以從圖3上看到CUL信號接到U17-1、U18-1、U19-1腳（ ），CUL信號是低壓電源故障信號，正常時為高電平；當控制板出現低壓電源故障時，U17、U18、U19計數器被異步清零，它們的輸出均為低電平，這樣16Hz、 Hz的時鐘脈沖無輸出。
5 結語
