時間：2024-01-10 15:09:29
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇逆變電源的設計，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
第1章
概述
任何電子設備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。電子設備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發展方向。傳統的晶體管串聯調整正弦波逆變電源是連續控制的線性正弦波逆變電源
。這種傳統正弦波逆變電源技術比較成熟,并且已有大量集成化的線性正弦波逆變電源模塊,具有穩定性能好、輸出紋波電壓小、使用可靠等優點、但其通常都需要體積大且笨重的工頻變壓器與體積和重量都不得和很大的濾波器。由于調整管工作在線性放大狀態，為了保證輸出電壓穩定，其集電極與發射極之間必須承受較大的電壓差，導致調整管功耗較大，電源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于調整管上消耗較大的功率,所以需要采用大功率調節器整管并裝有體積很大的散熱器,很難滿足現代電子設備發展的要求。在近半個多世紀的發展過程中，正弦波逆變電源因具有體積小、重量輕、效率高、發熱量低、性能穩定等優點而逐漸取代傳統技術制造的連續工作電源，并廣泛的應用，正弦波逆變電源技術進入快速發展期。
正弦波逆變電源采用功率半導體器件作為開關，通過控制開關的占空比調整輸出電壓。它的功耗小，效率高，正弦波逆變電源直接對電網電壓進行整流、濾波、調整，然后由開關調整管進行穩壓，不需要電源變壓器，此外，開關工作頻率為幾十千赫，濾波電容器、電感器數值較小。因此正弦波逆變電源具有重量輕、體積小等優點。另外，于功耗小，機內溫升低，提高了整機的穩定性和可靠性。而且其對電網的適應能力也有較大的提高，一般串聯穩壓電源允許電網波動范圍為220V±10%,而正弦波逆變電源在電網電壓在110～260V范圍變化時,都可獲得穩定的輸出阻抗電壓。正弦波逆變電源的高頻化是電源技術發展的創新技術,高頻化帶來的效益是使正弦波逆變電源裝置空前的小型化,并使正弦波逆變電源進入更廣泛的領域,特別是在高新技術領域的應用,扒動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外正弦波逆變電源的發展與應用在節約資源及保護環境方面都具有深遠的意義。
目前市場上正弦波逆變電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關頻率可達幾十千赫；采用MOSFET的正弦波逆變電源轉抽象頻率可達幾百千赫。為提高開關頻率，必須采用高速開關器件。在一定范圍內，開關頻率的提高，不僅能有效地減小電容、電感及變壓器的尺寸，而且還能夠抑制干擾，改善系統的動態性能。因此，高頻化是正弦波逆變電源的主要發展方向。高可靠性——正弦波逆變電源的使用的元器件比連續工作電源少數十倍，因此提高的可靠性。從壽命角度出發，電解電容、光耦合器及排風扇等器件的壽命決定著電源的壽命。所以，要從設計方面著眼，盡可能使較少的器件，提高集成度。這樣不但解決了電路復雜、可靠性差的問題，也增加了保護等功能，簡化了電路，提高了平均無故障時間。正弦波逆變電源的發展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發展休戚相關的。高頻化的實現，需要相應的高速半導體器件和性能優良的高頻電磁元件。發展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,開發高頻用的低損磁性材料,改進磁元件的結構及設計方法,提高濾波電容的介電常數及降低其等串聯電阻等,對于正弦波逆變電源小型化始終產生著巨大的推動作用。
總之，人們在正弦波逆變電源技術領域里，邊研究低損耗回路技術，邊開發新型元器件，兩者相互促進并推動著正弦波逆變電源以每年過兩位數的市場增長率向小型、薄型、高頻、低噪聲以及高可靠性方向發展。
第2章
設計總思路
2.1總體框架圖
濾波電路
逆變電路
輸入315V直流電
驅動電路
UC3842脈寬調制電路
輸出220V交流電
誤差比較
圖1
總體框圖
此次課程設計要求輸入315V直流，輸出220V交流，主電路采用單相橋式逆變電路，對高頻開關器件常用PWM波控制，要產生正弦波可采用SPWM控制方法，通過控制電力電子器件MOSFET的關斷來控制產生交變正弦波電壓。控制電路主要實現產生SPWM波，設計要求選用UC3842電流控制型PWM控制器產生控制脈沖。而UC3842實質上是通過輸入的兩路波進行比較，輸出比較后形成的脈沖波，鑒于UC3842的這一特征，可以通過輸入正弦漫頭波和鋸齒波進行比較得到所需的正弦波控制脈沖。正弦波產生器的設計有多種方法，本次課程設計采用555定時器多諧振電路產生方波經過濾波產生正弦波的方法作為正弦波產生器，再經過整流，使之成為正弦漫頭波。鋸齒波的產生電路比較簡單，可以直接利用UC3842內部提供的諧振器加入外圍電阻電容產生。此外電路要求輸出的正弦波幅度可調，此時就需要使加入的正弦波漫頭波幅值可調，此可以通過一加法器使之與設置電壓相疊加產生電壓可變的正弦電壓。
主電路和控制電路的一些中間環節都是需要濾波的，由于產用SPWM控制，主電路的諧波成分較少，可以通過簡單的RC無源濾波。控制電路中的方波要變成較為標準的正弦波，要濾去的諧波成分就要多得多，可以采用有源濾波，且可以通過積分環節使方波變成比較好的正弦波。
由于設計出來的電路是作為電源用的，對電源電流、電壓檢測就顯得非常有必要了，可以通過從電源負載取出電流信號作為UC3842的關斷信號，從而實現主電路的限流作用。要實現電流、電壓的穩定，則可以通過取出的電流、電壓信號與控制電路構成閉環控制來實現。為了不至使電路結構過于復雜，只設計了簡單的電壓反饋環使電壓基本能跟隨給定維持恒定。
2.2設計的原理和思路
圖2
正弦波逆變電源的組成框圖
該電路采用他勵式,2管雙推動輸出脈寬調制方式輸出電壓為220V,輸出電流2A,有欠壓、過壓和過流等多重保護功能。
第3章
主電路設計
3.1
SPWM波的實現
3.1.1
PWM固定頻率的產生
PWM波形產生原理圖如圖3.1.1所示
圖3.1.1
PWM波的產生電路圖
PWM固定頻率是由SG3525芯片產生。SG3525芯片的資料見如下：
管腳說明：
引腳1：誤差放大反向輸入
腳9：PWM比較補償信號輸入端
引腳2：誤差放大同向輸入
引腳10：外關斷信號輸入端
引腳3：振蕩器外接同步信號輸入端
引腳11：輸出A
引腳4：振蕩器輸出端
引腳12:信號地
引腳5:振蕩器定時電容接入端
引腳13：輸出級偏置電壓接入端
引腳6：振蕩器定時電祖接入端
引腳14：輸出端B
引腳7:振蕩器放電端
引腳15：偏置電源輸入端
引腳8:軟啟動電容接入端
引腳16：基準電源輸出端
圖中11與14腳輸出兩路互補的PWM波，其頻率由與5、6管腳所連的R、C決定。PWM頻率計算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，調節6端的電阻即可改變PWM輸出頻率。同時，芯片內部16腳的基準電壓為5.1V采用了溫度補償，設有過流保護電路，5.1V反饋到2端同向輸入端，當反向輸入端也為5.1V時，芯片穩定，正常工作。若兩端電壓不相等，芯片內部結構自動調整將其保持穩定。
在脈寬比較起的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化，由于結構上有電壓環河電流環雙環系統，因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，目前比較理想的新型控制器。R和C設定了PWM芯片的工作頻率，計算公式為T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT
。再通過R13和C3反饋回路。構成頻率補償網絡。C6為軟啟動時間設定電容。
3.1.2
SPWM波的原理
在進行脈寬調制時，使脈沖系列的占空比按正弦規律來安排。當正弦值為最大值時，脈沖寬度也最大，脈沖間隔最小，反之正弦值較小時，脈沖寬度也小，脈沖間的間隔較大。這樣的電壓脈沖系列可以使負載電流中的高次諧波成分大為減少，成為正弦波脈寬調制。
3.1.3
SPWM調制信號的產生
要得到正弦電壓的輸出，就要使逆變電路的控制信號以SPWM方式控制功率管的開關，所得到的脈沖方波輸出再經過濾波就可以得到正弦輸出電壓。通過SG3525來實現輸出正弦電壓，首先要得到SPWM的調制信號，而要得到SPWM調制信號，必須得有一個幅值在l～3
5V，按正弦規律變化的饅頭波，將它加到SG3525腳2，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調制波實現SPWM的控制電路框圖如圖3.1.3(a)所示，實際電路各點的波形如圖3.1.3(b)所示。
誤差信號
基準電壓
加法器
整流電路
濾波電路
調制電路
基準方
波
SG3525
時序電路
圖3.1.3(a)
SPWM波控制電路框圖
圖3.1.3(b)
SPWM電路主要節點波形
由圖3.1.3(a)
圖3.1.3(b)可知，基準50Hz的方波是由555芯片生成的，用來控制輸出電壓有效值和基準值比較產生的誤差信號，使其轉換成50Hz的方波，經過低頻濾波，得到正弦的控制信號。
3.2
保護電路模塊
該系統是由直流邊交流，弱點變為強電。故對系統進行必要的安全保護是必須的，在對系統進行調試時必須要注意安全。系統除了芯片本身具有的保護措施外，還對系統進行了專門的保護，具體如下。
3.2.1過電流保護
過電流保護采用電流互感器作為電流檢測元件，其具有足夠快的響應速度，能夠在IGBT允許的過流時間內將其關斷，起到保護作用。
如圖3.2.1所示，過流保護信號取自CT2，經分壓、濾波后加至電壓比較器的同相輸入端，如圖2.4所示。當同相輸入端過電流檢測信號比反相輸入端參考電平高時，比較器輸出高電平，使D2從原來的反向偏置狀態轉變為正向導通，并把同相端電位提升為高電平，使電壓比較器一直穩定輸出高電平。同時，該過電流信號還送到SG3525的腳10。當SG3525的腳10為高電平時，其腳11及腳14上輸出的脈寬調制脈沖就會立即消失而成為零。
圖3.2.1
過電流保護電路
3.2.2空載保護電路的設計
空載檢測電路如圖3.2.2所示。是用電流互感器檢測電流輸出，當沒有電流輸出時，使三極管Q8截止，從而使RS-CK為高電平，停止輸出SPWM波。8s后，再輸出一組SPWM波，若仍為空載，則繼續上述過程。若有電流輸出則Q8導通，使得RS-CK為低電平，連續輸出SPWM波形，逆變電路正常工作。
圖3.2.2
空載檢測電路圖
3.2.3浪涌短路保護電路的設計
浪涌電路保護電路原理圖如圖3.2.3。此電路圖是短路保護，用0.1歐的電阻對電壓進行采樣，通過470千歐電阻得到電流，并使這電流通過光電耦合器，當電流過高時使得SPWM波不輸出，關閉IGBT形成保護。故障排除后光電耦合器輸出關斷，逆變器正常工作。
圖3.2.3
浪涌短路保護電路原理圖
第4章
單元控制電路設計
4.1
DC-AC電路設計
由前面論證已經明確采用全控橋式逆變電路。其中各橋臂通斷由SPWM波控制的IGBT完成。
系統采用SG3525來實現SPWM控制信號的輸出，該芯片其引腳及內部框圖如圖4.1所示。
圖4.1
SG3525引腳及內部框圖
直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的+5
V基準電壓。+5
V再送到內部(或外部)電路的其它元器件作為電源。
振蕩器腳5須外接電容GT腳6須外接電阻RTo振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1．1
8／RCTo逆變橋開關頻率定為l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5
kΩ。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相輸入端，比較器的反向輸入端接誤差放大器的輸出。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，輸出一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出互補，交替輸出高低電平，將PWM脈沖送至三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入死區時間，保證V1及V2不同時導通。最后，V1及V2分別輸出相位相差180°的PWM波。
4.2
PWM驅動模塊
4.2.1
驅動電路的設計
驅動電路的設計既要考慮在功率管需要導通時，能迅速地建立起驅動電壓，又要考慮在需要關斷時，能迅速地泄放功率管柵極電容上的電荷，拉低驅動電壓。具體驅動電路如圖2.7所示。
圖4.2.1
驅動電路
其工作原理是：
（1)當光耦原邊有控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦導通，使Q1的基極電位迅速上升，導致D2導通，功率管的柵極電壓上升，使功率管導通；
（2)當光耦原邊無控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦不導通，使Q1的基極電位拉低，而功率管柵極上的電壓還為高，所以導致Q1導通，功率管的柵極電荷通過Q1及電阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地關斷。
當然，對于功率管的保護同樣重要，所以在功率管源極和漏極之間要加一個緩沖電路避免功率管被過高的正、反向電壓所損壞。
4.2.2
TDS2285產生PWN波
SPWM的核心部分采用了張工的TDS2285單片機芯片,用其產生為功率主板產生占空比變化的矩形波，通過H橋產生所需的正弦波。U3,U4組成時序和死區電路，末級輸出用了4個250光藕，H橋的二個上管用了自舉式供電方式，這樣做的目的是簡化電路，可以不用隔離電源，該模塊原理圖如圖4.2.2(a)所示：
圖2-2-1
2.2.1
PWN波的產生
（1）、該模塊中是由TDS2285芯片產生PWM波，TDS2285的芯片各管腳資料如圖2-2-2：
圖4.2.2(a)
PWM驅動電路圖
1.該模塊所采用的是TDS2285芯片，其管腳如圖4.2.2(b)所示
圖4.2.2(b)
TDS2285管腳圖
2.該模塊中TDS2285芯片的工作原理圖4.2.2(c)如：
圖4.2.2(c)
TDS2285產生PWM波
該芯片的6、7管腳生成交流電正、負半周調制波輸出引腳，輸出SPWM脈沖，其頻率有接在2、3管腳間的晶振來決定。9腳為故障報警輸出端，通常驅動一蜂鳴器，同時配合5腳LED的狀態，當蓄電池電壓輸入出現過壓或低壓時，該蜂鳴器隨LED指示燈每隔1秒報警一次，當出現交流過流或者短路時，該蜂鳴器隨LED指示燈每隔0.5秒報警一次。13腳為檢測蓄電池電壓，當13腳的電壓超過3V或低于1V時，逆變停止工作，并進入欠壓或過壓故障狀態。通過外接蓄電池上分壓來實現。10腳為交流電壓穩壓反饋輸入，實時檢測功率主板輸出的交流正弦波輸出電壓變動范圍，并作調整輸出達到穩定輸出電壓的目的。
第5章
系統調試
5.1
測試使用的儀器
序號
名稱、型號、規格
數量
1
數字示波器
1
2
UT70A數字萬用表
1
3
函數信號發生器
1
5.2
輸出功率與效率的測試
輸出功率的定義：即為電源把其輸入功率轉換為有效輸出功率的能力。
測試框圖如下圖所示。
先如圖布置好測試電路后，進行如下步驟調試：
1.各電路輸出電壓、電流測量同時進行。
2.開啟所有設備、記錄輸入功率數值及各點輸出電壓，電流值。
3.計算輸入功率Pi=Ui*Ii，輸出功率值Po=Uo*Io.
4.效率n=Po/Pi*100%,Pi為輸入。
5.3
過流保護的測試
定義：當輸出電流大于設定保護值時，系統自動關閉輸出，形成過流保護。當輸出電流小于設定保護值時，系統自動恢復正常工作狀態。
測試方法：如圖18所示。在輸出端接入3個串聯10歐電阻作為負載，通過短路其中的一個或兩個來模擬過流情況發生。觀察系統是否進行過流保護。
圖18
過流保護測試框圖
測試結果與分析：逆變過程中，過流保護裝置在電流大于設定保護值時關閉輸出，并在恢復正常時又打開輸出。所以過流保護裝置正常工作。
5.4
空載待機功能測試
（1）
定義：當無負載接入時，系統關閉輸出進入待機模式。當有負載接入時，系統進入正常工作狀態。
（2）
測試方法：接入負載后斷開負載，觀察系統輸出狀態。
（3）
結果與分析：輸出端負載斷開5s后系統進入待機狀態，此時無輸出。再次接入負載，系統就開始進入逆變工作狀態。
5.5
輸出電壓范圍測試
（1）
定義輸出電壓的最大值最小值。
（2）
測試方法：調節電壓反饋賄賂的參數，觀察輸出電壓大小。
（3）
測試結果：接入300歐的電阻調節Rp3，輸出電壓在8~12V之間。
結果分析
經過測試以后題目的基本要求都已經完成，各項性能指標都較好的實現在輸出功率穩定時效率達到了93%。同時該電路還具有短路保護，空載保護，過流保護的功能。
第6章
總結
剛剛拿到課程設計的題目時真不知道從哪里開始動手,課題名稱里的芯片根本就沒聽說過。通過上網查找資料,弄清楚了它的功能,才真正開始了設計。但這個東西包括了幾個部分,所以一定要把握好它的整體設計思路,在其框架之下,對各部分的單元電路進行分析和設計,最后經過電路的修改,參數的確定,將各個部分連接起來,形成總的電路圖。
課程設計雖然大家的課題不是完全一樣的，但是大家之間的團隊合作還是很重要的，有些地方自己一個人看不明白，通過和同學之間的討論最終弄明白，這是一個很有趣的過程，我相信通過這次的課程設計我們大家之間對于電力電子的學習取得了更加大的進步。
這次實習我學到了很多。在摸索該如何設計電路使之實現所需功能的過程中，培養了我的設計思維，增加了實際操作能力。在體會設計的艱辛的同時，更讓我體會到成功的喜悅和快樂。
通過這兩個星期的課程設計，從開始任務到查找資料，到設計電路圖，到最后的實際接線過程中，我學到了課堂上學習不到的知識。上課時總覺得所學的知識太抽象，沒什么用途，現在終于認識到了它的重要性。平時上課老師講的內容感覺都聽明白了,但真正到了用的時候卻不怎么會用了,經過這次課程設計才知道,要真正學好一門課程,并不是把每一章的內容搞懂就行了,而是要將每一章的內容聯系起來,融會貫通,并能夠應用到實踐中去.通過這次課程設計，我學到了不少新知識、新方法、新觀點。這次設計不但鍛煉了我的學習能力、分析問題與解決問題的能力，同時也鍛煉了我克服困難的勇氣和決心。
還有本次課程設計最重要的是加強了我的動手能力，平時學習的時候只是片面的認識和照搬書本上的知識，書本知識在實際應用的時候會出現很大的偏差，理論聯系實際才是真正的學習之道。要在實際運用的時候結合實際的環境，具體的分析，解決問題，這才是這次課程設計對于我最重要的意義。
關鍵詞：SCT，逆變，電源
Abstract: This paper introduces a single-chip microcomputer as the core controller, to the output voltage of the inverter power supply system, and the realization of frequency change, providing convenience for different voltage requirements for electrical equipment.
Keywords: SCT, inverter, power supply
中圖分類號： TN86文獻標識碼：A文章編號：
一、系統總體方案設計
本系統是以STC12C5A60S2單片機作為主控制芯片而實現的逆變電源，驅動元件使用的是IR2110，，單片機產生SPWM波的方法是采用等面積法，采用此方法可以實現正弦波的輸出，頻率可以調節是通過對程序的控制來實現的，進而最終可以設計出直流到交流的逆變過程。
1.1、脈寬調制器（SPWM）
用STC12C5A60S單片機，此單片機為新一代的51單片機，它的flash為64k，具有兩路的PWM輸出，脈寬可以通過軟件的方式來調節，優點是：不僅具有較高的精度，而且具有不復雜，價格不高的電路。
1.2、SPWM控制方案
有兩種SPWM控制的方案：單極性與雙極性調制法。在單極性法中生成的SPWM信號有正、負和0三種電平，在雙極性法中生成的卻僅有正、負兩種電平。通過對比二者產生的SPWM波可以得知：當二者的載波比相同時，雙極性SPWM所生成的波中所含諧波量較單極性的要大；而且在正弦逆變電源控制當中，雙極性SPWM波控制不夠簡單。所以最終選擇了單極性SPWM波的控制方案。
1.3、驅動方案的選取
驅動MOS管的方式可以選擇簡單的電路，在簡化電路的同時，穩定性也加強了。IR公司的IR2112芯片驅動能力較強，高邊驅動電源可以通過非常簡單的電路來獲得，所以設計選取IR2112。
二、系統硬件電路方案設計
2.1、主控電路的硬件設計
本設計的主要控制芯片是STC12C5A60S2單片機, 通過控制逆變電路的關斷導通來實現SPWM波的產生。
2.2、驅動電路的方案設計
使用IR公司的IR2110芯片來對功率管進行驅動。因為一個IR2110驅動一個半橋，所以全橋逆變器選用2片IR2110來進行驅動。采用MOSFET來作為輸出側逆變電路中開關管，它的耐壓為100V，要重視自舉電容跟自舉二極管的選取，選取好之后，輸出逆變的電路如下圖所示:
2.3、逆變電路的方案設計
為了穩定的輸出交流電壓，設計選用了全橋逆變電路，此電路由雙半橋組成，通過對比之后，發現該系統較為穩定的同時也易于控制，基于IR2112控制的全橋驅動電路，兩片IR2112芯片組成全橋逆變電路如下圖所示：
三、系統軟件電路方案設計
3.1、逆變電源軟件程序設計
本設計的電源軟件選用模塊化設計。單片機內部ROM 中固定了系統程序，也有一些子程序在里面。這些子程序具有時鐘、初始化系統等的功能。
在主程序模塊中，需要完成的工作有：初始化各芯片、設計中斷向量等。
3.2、SPWM波生成方案軟件設計
3.2.1、正弦脈寬調制技術SPWM
依據軟件化方法的不同由單片機實現SPWM控制的方法有：自然、規則采樣法等。規則采樣法相比于其它方法在理論上諧波偏小，有較強的對諧波的抑制能力的同時實時控制也不復雜，這樣對于軟件的實現就很有利。綜上，本設計實現SPWM控制的方法選用的是規則采樣法。
為了達到采樣法的效果與自然采樣法的效果相接近的目的，所以選取規則采樣法。選取的目的是能夠使得SPWM波形的每個脈沖都與三角波中心線相對稱，所以這樣就大大簡化了計算。在圖中，三角波就是載波，要想使得輸出的正弦波為調制波，那么每半個正弦波的載波數就得為a，載波的周期就得為。控制逆變電路的關斷可以在在載波與正弦波的交點處實現，設導通時間為，依據公式：，其中正弦調制信號波為=，正弦波幅 值與載波幅值的比值為調制度b， SPWM脈寬表的特點是正弦表，它是通過上式計算得出的，對輸出交流電壓有效值的控制可以通過改變調制度b的值來實現。
3.2.2、驅動電路設計STC12C5A60S2單片機生成SPWM波軟件設計
選用單片機產生SPWM波原理是：PCA模塊l的16位捕獲／比較模塊寄存器CCAPlH和CCAPlL來獲得載波周期的數值，通過將PCA定時器的值CH、CL與模塊捕獲寄存器的值進行對比之后，如果二者相等，那么PCA就會產生中斷。在中斷當中，脈寬調節模式將下一個SPWM波的脈寬裝載到了CCAPOL中，無干擾的更新PWM就可以通過此方法來實現。具體的流程圖如下：
不同的脈寬數值在每個固定的載波周期內形成了一個類似于正弦表格的形式。如果此路SPWM的輸出采用模塊O，那么應該先將模塊0的PCA模塊工作模式寄存器定義為8位的PWM模式，清零16位計數器定時器CH、CL，清零PCA PWM模式輔助寄存器O ，當然了前提是要能確保捕獲的寄存器EPCOH、EPC0L為零，與PCA模塊0的捕獲寄存器CCAPOH、CC2APOL有關的僅僅是PWM波比較的數值，載波周期的高八位和低八位數值通過模塊l的捕獲寄存器CCAPlH、CCAPlL來獲得，PCA比較／捕獲模塊寄存器1定義為使能比較功能，匹配產生中斷是可以被允許的。在第一個脈寬值sin[0]裝入CCAP0H之后， PCA模塊中斷打開以及低壓檢測中斷也可以打開，開總的中斷，將PCA計數啟動。在16位計數器／定時器的與模塊1中捕獲／比較寄存器的數值相等時，一個CCF中斷將會產生；在中斷的程序當中，中斷標志位清零，模塊1的捕獲寄存器CCAPlH、CCAPlL的載波周期的高八位和第八位數值將被重新載入，清零16位計數器定時器CH、CL，中斷的次數i加1，下一個脈寬的數值sin[i]被裝入CCAPOH以進行比較。此時應當對是否到達最大數值N進行判斷，如果達到了，那么就清零中斷次數i的同時將脈寬數的sin[i]值送入CCAP0H，從而形成了一個循環。如此下去，一次又一次的循環，隨著正弦規律變化不斷產生的脈寬將發生在P1．3的引腳上，進而最終可以準確的得到SPWM波。通過軟件來實時計算好的一路單極性SPWM波形的脈寬的表示圖如下圖所示。
四、結束語
本文所設計的電源具有諸如用戶操作簡單、比較容易上手、比較敏捷的有點的同時也具有方便安裝、比較智能的優點，現代的電力電子正在迅猛發展，很多領域都需要逆變電源，再加上逆變電源的諸多優點，相信逆變電源以及相關產品在隨著現代人類文明的進步的同時會在一些領域得到很好的應用。
參考文獻
[1] 郭天祥.新概念51單片機C語言教程——入門、提高、開發、拓展[M].北京：電子工業出版社，2009
[2] 鐘睿.MCS-51單片機原理及應用開發技術；北京：中國鐵道出版社，2006.7
關鍵詞： ATmega8； TL494； 逆變器； 正弦波
中圖分類號： TN710?34； TP271 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）08?0149?04
0 引 言
在風電行業中，經常需要在野外對風機進行維修，這時必須為各類維修工具和儀器進行供電。因此，設計一種便攜式、低功耗、智能化的正弦逆變電源來為這些設備供電是十分必要的，可大大提高維修風機的效率。本文正是基于這種情況下而設計的一種基于單片機的智能化正弦逆變電源。
1 正弦逆變電源的設計方案
本文所設計的逆變器是一種能夠將 DC 12 V直流電轉換成 220 V 正弦交流電壓，并可以提供給一般電器使用的便攜式電源轉換器。目前，低壓小功率逆變電源已經被廣泛應用于工業和民用領域。特別是在交通運輸、野外測控作業、機電工程修理等無法直接使用市電之處，低壓小功率逆變電源便成為必備的工具之一，它只需要具有一塊功率足夠的電池與它連接，便能產生一般電器所需要的交流電壓。由于低壓小功率逆變電源所處的工作環境，都是在荒郊野外或環境惡劣、干擾多的地方，所以對它的設計要求就相對很高，因此它必須具備體積小、重量輕、成本低、可靠性高、抗干擾強、電氣性能好等特點。
針對這些特點和要求，研究一種簡單實用的正弦波逆變電源，以低價實惠而又簡單的元器件組成電路來滿足實際要求，定會受到市場的普遍歡迎。當前，設計低功率逆變電源有多種方案，早期的設計方案是直接將直流電壓用關管進行控制，在50 Hz方波的作用下，產生220 V的方波逆變電壓。
但隨著用電設備對逆變電源性能的要求不斷的提高，方波逆變電源在多數場合已被淘汰，而正弦波逆變器的應用已成為必然趨勢。現在，市場上低功率正弦波逆變電源的主要設計方案有3種。
1.1 一次逆變的正弦波逆變電源
該方案也是將要逆變的直流電壓直接加到關管上，然后采用數十倍于50 Hz的正弦化脈沖寬度調制脈沖串對開關管直接進行驅動，之后對輸出的電壓實行“平滑”處理，進而獲得類似于正弦波的連續變化的波形，這種方法的優點是電路一次逆變，高效而簡單、但變壓器過于笨重，沒辦法滿足體積小，重量輕的要求。
1.2 多重逆變的正弦波逆變電源
該方案是將驅動開關管的50 Hz信號，分成若干相位不同而頻率相同的驅動信號，分別驅動各自的開關管，使得各自的輸出電壓也錯開一定的相位，然后再進行疊加處理，輸出多階梯的階梯波再進行濾波就能輸出所需的正弦波電壓。此種方案電路較為復雜，一旦有一組開關管失效，輸出的波形就有很大的失真。
1.3 二次逆變的正弦波逆變電源
隨著高頻開關管技術的日趨成熟，逆變電源的電路設計趨向于先變壓，后變頻，即先將直流電壓轉為高頻交流電，再將高頻交流電轉換為50 Hz的正弦交流電源，其原理框圖如圖1所示。
由于開關管的價格低廉，因此組成圖1的單元電路性價比高，當前市場上以此種設計方案來生產低功率逆變電源的居多[1]。
2 基于單片機控制的正弦波逆變電源
在以上列舉的三種逆變電源設計方案當中，以二次逆變的正弦波逆變電源為佳。按照這種思路，早期的具體電路解決方案多采用PWM控制芯片如TL494，SG3524，SG3525A等，以固定的頻率去控制DC?DC和DC?AC部分的開關管，并采用修正電路對輸出的波形進行修正，以期達到正弦波的要求。但這種純PWM芯片控制的電路，對于元件的老化、發熱、受到干擾等情況無法自動加以修正，或者修正能力差，往往使得在實際的應用當中經常出現電路故障。隨著單片機技術的發展，設計人員不斷想將單片機引入到正弦逆變電源的控制當中，但對于高頻部分的控制，低成本的單片機完成不了這個功能，高成本的單片機又會降低性價比，故本文提出了另外一種設計方案，就是采用低廉的ATmega8單片機，配合TL494，IR2110和開關管，構成一個體積小，成本低，控制能力強的正弦波逆變電源，其方框圖如圖2所示。
由圖2可見，整個系統主要由ATmega8單片機進行控制，TL494和IR2110是否工作，全由單片機根據反饋信號作出調整。高頻開關管及驅動輸出部分采用單相全橋逆變電路構成。具體工作原理是采用ATmega8單片機作為系統控制的核心，利用TL494能產生高頻PWM信號的功能，通過單片機對其脈沖寬度進行控制并輸出，以控制高頻開關管組成的全相逆變電路，將低直流電壓逆變成為高壓方波，并通過整流濾波之后，送到驅動輸出全橋逆變電路，由單片機控制IR2110輸出工頻驅動信號，控制輸出驅動電路輸出50 Hz，220 V的正弦交流電壓[2]。
3 主要電路的具體設計
整個逆變系統的核心主要由單片機控制電路與檢測電路、DC/DC變換電路、DC/AC輸出電路組成。
3.1 DC/DC變換電路
如圖3所示，由TL494組成了高頻脈沖輸出電路，該電路采用了性能優良的脈寬調制控制器TL494集成塊。該集成塊內含+5 V基準電源、誤差放大器，頻率可變鋸齒波振蕩器、PWM比較器、觸發器、輸出控制電路、輸出晶體管及死區時間控制電路等。該集成塊的第5、6腳分別外接了C1和R6組成了RC振蕩電路，可促使TL494輸出頻率為100 kΩ左右的高頻脈沖方波信號，并由單片機的PD7引腳對圖中的DCDC端進行控制。通過控制第4腳的死區時間控制端，可調節輸出信號的占空比在0～49%之間變化，從而控制輸出端Q1PWM、Q2PWM的輸出，而P端、VCC端和VFB端則分別接收來自負載，高頻逆變輸出電壓、輸入電壓的反饋信號，與TL494內部的電路組成過壓、過載保護電路，形成逆變器的第一級安全保護網[3?4]。
如圖4所示為高頻電壓逆變電路，由4只IRF3205管構成全橋逆變電路，IRF3205采用先進的工藝技術制造，具有極低的導通阻抗，加上具有快速的轉換速率和以堅固耐用著稱的HEXFET設計，使得IRF3205成為極其高效可靠的逆變管。從輸入端Q1PWM，Q2PWM輸入的高頻脈沖串控制這4個管兩兩導通，對VIN輸入的直流低壓進行斬波，然后經升壓變壓器后，逆變成高頻交流方波，此時流通的電流為磁化電流，所以選取Philips公司生產的BYV26C超快軟恢復二極管組成了全橋整流電路，該管子重復峰值電壓為600 V，正向導通電流為1 A，其反向恢復時間30 ns，可以滿足電路的參數需求，整流后的電壓經濾波電路后輸出直流電壓260 V，送往DC/AC逆變電路，另外260 VDC經降壓處理后作為作為反饋信號輸入圖3中的VFB端，作為高頻逆變電壓的反饋信號。
3.2 DC/AC輸出電路的設計
DC/AC變換輸出電路采用全橋逆變單相輸出，其驅動輸入波形則由單片機輸出信號驅動半橋驅動器IR2110輸出工頻驅動信號，通過單片機編程可調節該輸出驅動波形的D
IR2110是IR公司生產的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，可以實現對MOSFET和IGBT的最優驅動，同時還具有快速完整的保護功能，因此它可以提高控制系統的可靠性，減少電路的復雜程度。如圖6所示，HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，因此，在本系統中，兩片IR2110芯片的SD端共同接到單片機的PB0引腳，用于實時控制IR2110是否處于保護狀態。IR2110的VB和VS之間的自舉電容較難選擇，因此直接提供了15 V恒壓，使其能正常工作。
逆變正弦電壓輸出電路有兩種調制方式，一種為單極性調制方式，其特點是在一個開關周期內兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓，另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗，但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻（載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。另一種為雙極性調制方式，其特點是4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產生了較大的開關損耗[1，5]。如圖6所示，本文的逆變輸出電路采用了單極性調制方式，這樣可以提高波形的平滑度，增加電路的可靠性。圖6中的PWM1～PWM2分別接收來自圖5的輸出驅動信號，驅動由4個具有500 V耐壓值的IRF840開關管組成的橋式逆變電路，將260 VDC逆變成220 V，50 Hz的交流電，經LC濾波后供給負載。圖6中的IFB端和ACV端，分別和為電流和電壓的采樣，送到單片機的PC4和PC5引腳進行A/D轉換，再由單片機將轉換果用于功率計算和電路保護之用[1，6]。
3.3 單片機電路及編程
本文采用的是Atmel公司生產的ATmega8單片機來進行控制的，它的工作電壓范圍寬，抗干擾能力強，具有預取指令功能。這使得其理速度快，引腳輸出電流大，驅動能力強，輸出的脈沖信號無需放大可直接驅動步進電機驅動模塊，端口全內置上拉電阻，均可作為輸入或輸出，具體情況通過編程靈活配置，基于以上優點，選擇ATmega8L單片機作為控制器，不僅可提高系統整體性能，也可簡化電路。
本文主要將它應用于整個系統的信號驅動， 溫度檢測，風扇控制，安全保護，數據顯示等。ATmega8單片機分別采集來自系統電路的溫度、電流、電壓，并根據這三個參數的情況分別控制啟動風扇散熱，控制是否輸出報警信號，控制SD端和DCDC端是否使系統處于保護狀態，QA1～QA4則是輸出50 Hz的驅動信號，具體的編程控制如圖7所示。當系統啟動后，單片機先檢查系統的溫度環境是否正常，不正常則啟動報警，并提示出錯代碼，如果正常則啟動高頻逆變電路工作，并檢測260 VDC是否正常，不正常則報警，正常則啟動正弦逆變電路工作，并一直檢測輸出的電壓電流是否正常，正常則輸出，不正常則報警。
4 結 語
綜上所述，基于ATmega8單片機控制的正弦波逆變電源的整體設計方案，可高效、便捷的為野外作業提供所需的交流電源，該電路目前已實驗成功并投入到實際的使用當中。實踐證明，本文設計出來的逆變電源具有體積小，重量輕，穩定可靠的性能。
參考文獻
[1] 陳永真，韓梅，陳之勃.全國大學生電子設計競賽硬件電路設計精解[M].北京：電子工業出版社，2009.
[2] 何希才，張明莉.新型穩壓電源及應用實例[M].北京：電子工業出版社，2004.
[3] 王擎宇.基于TL494的逆變電源的設計與制作[J].遼寧師專學報，2009，11（2）：81?82.
[4] 田松亞，顧公兵.基于TL494的PWM等速送絲電路的設計[J].河海大學學報：自然科學版，2004，32（3）：324?327.
[5] 劉萌，鄧琛，李萍，等.基于PIC16C73B單片機的逆變電源的設計[J].電源技術應用，2011（3）：42?45.
關鍵詞：地鐵車輛；輔助電源；節能
輔助電源系統是車輛牽引控制系統的重要組成部分。SIV為車輛客室空調機組及通風裝置、空壓機、電加熱器、交流照明等交流負載提供三相與單相交流電源；充電機為車載各系統控制電路、直流照明、電動車門及車載信號與通信設備提供直流電源并給蓄電池組充電。輔助電源系統工作的安全性、可靠性對車輛正常運營具有重要影響。在車輛設計的前期就需要對系統的構成、容量范圍、功能與性能要求等進行計算、分析和對比，選擇合適的系統及設備、合適的參數來構成最優的輔助供電系統，滿足車輛運營要求、降低系統的全壽命周期成本。
1、直接逆變方式
直接逆變輔助電源電路結構原理是地鐵車輛輔助逆變電源最簡單的基本電路結構形式。開關元器件通常可采用大功率GTO，IGBT或IPM。輔助逆變電源采用直接從第三供電軌受流方式，逆變器按V/f等于常數的控制方式，輸出三相脈寬調制電壓向負載供電。這種電路的特點是電路結構簡單、元器件使用數量少、控制方便，但缺點是逆變器電源輸出電壓容易受電網輸入電壓的波動影響，輸入與輸出不隔離，輸出的電壓品質因數差、諧波含量大、負載使用效率低。
2、斬波降壓逆變方式
斬波降壓加逆變方式的輔助電源電路結構主要由單管DC/DC斬波器、二點式逆變器、三相濾波器、隔離變壓器和整流電路組成。逆變器輸出經過三相濾波后，輸出穩定的正弦三相交流電壓，作為驅動空調機、風機等三相交流負載電源，同時三相交流電壓經變壓器和整流后，可實現電源的多路直流輸出。其特點如下。三相逆變器輸出電壓不受輸入電網電壓波動的影響，DC/DC斬波的閉環控制可以保持逆變器輸入電壓的恒定。每臺輔助逆變電源斬波器只需一只大功率高壓IGBT元件，逆變器可以采用較低電壓的IGPT元件。由于逆變器輸入電壓恒定，對于只要求#+#，控制的逆變器來說，只需要一定數量的梯波輸出，即可保證逆變器輸出穩定的脈寬調制電壓，諧波含量小于5%。斬波器分散布置在每臺車的電源上，機組結構統一。對于供電網，雖然每臺電源斬波的開關頻率相同，但它們之間的斬波相位差是隨機的，同樣可實現斬波器多相多重斬波作用。隔離變壓器的使用實現了電網輸入與輸出負載之間的電氣隔離。（圖一）
3、兩重斬波降壓逆變方式
與單管直接DC/DC斬波降壓逆變方式的輔助電源電路基本相同，兩重斬波器替代了DC/DC單管斬波器，開關元器件可采用GTO或IGBT。其特點是采用兩重斬波器，當上、下兩個斬波器控制相位互相錯開180°時，可以使斬波器的開關頻率相應提高一倍，因而可大大減小濾波裝置的體積和重量，降低逆變器中間直流環節電壓的脈動量，提高輔助逆變電源的抗干擾能力。兩重斬波器閉環控制起到了穩壓和變壓作用，因此可提高逆變器的輸出效率。兩重DC/DC斬波器與單管斬波器相比，開關元器件和斬波器的附件多了一倍，但管子的耐壓可降低一半，提高了元件的使用裕度和設備的安全可靠性。直流供電網與負載之間的變壓器隔離以及相應設計的濾波器，可以保證逆變器輸出的三相交流電壓諧波最小，且可降低對負載過充電壓的影響，提高負載的使用壽命。
4、升降壓斬波逆變方式
升降壓斬波加逆變的地鐵輔助電源的前級斬波是由一個平波電抗器及兩個開關管、二極管和儲能電抗器構成，升降壓斬波器本質上相當于兩相DC/DC直流變換器，控制系統采用PWM控制方式。兩個開關管交替通斷，按輸出電壓適當地控制脈沖寬度，可以獲得與輸入電壓相反的恒定直流輸出電壓。后級逆變輸出由兩點式三相逆變器和三相濾波器組成。斬波器和逆變器開關元器件可采用GTO或IGBT，IPM等。此電路的特點是：電網電壓的波動不影響斬波器輸出電壓的恒定穩定，當電網電壓高于斬波器輸出電壓時，斬波器按降壓斬波控制方式工作；當電網電壓低于斬波器輸出電壓時，斬波器按升壓斬波控制方式工作。兩個開關管的交替導通和關斷，提高了斬波開關頻率，降低了儲能電抗器體積和容量以及開關器件的電壓應力，減小了輸出電壓的脈動量。
綜上所述，采用靜止輔助逆變電源代替傳統的直流發電機組供電裝置，已是地鐵與輕軌城市軌道交通發展的必然趨勢。靜止輔助逆變電源方案的選擇，應結合國內電力電子技術的發展、元器件的使用水平以及國外地鐵電動車組輔助逆變電源的發展方向，研制和開發出適合我國城市軌道交通地鐵和輕軌車輛的輔助逆變供電系統。地鐵靜止輔助逆變電源的研制成功標志著我們已具備了開發和生產國產化地鐵輔助電源的能力。
參考文獻：
摘 要 出于緩解資源供需矛盾、減輕環境污染的考慮，近年來國家格外重視發展新能源。此舉推動了微電網的發展，相關技術也有了明顯進步。在此種情況下，為了使微電網更好的服務于社會發展，有必要對其運行特點及控制方法進行探討。本文結合微電網發展現狀，從宏觀角度出發，簡要分析了其運行與控制中的相關問題，并著重對逆變電源的控制路徑作了闡述。
關鍵詞 微電網 運行 控制策略
微電網是在新能源大受歡迎的背景下發展起來的，對于緩解當前社會主要資源的供需矛盾有著重要的積極意義。簡單來講，微電網可以看作是服務于我國經濟發展與能源事業的新興技術，具有可靠性高、靈活性強等優勢，是推動經濟可持續發展的重要力量之一。因而，在此種技術得到越來越多關注的同時，有必要對其運行及控制進行探究。
一、微電網運行及控制策略
（一）關于微電網及其運行
微電網這個概念最早由美國提出，長久以來圍繞其進行的研究認為其具有較高的可靠性和突出的經濟效益。所謂的微電網，其實指的就是一套系統，其主要構成部分為分布式電源及負荷，其中，電源能夠在實現能量轉換的同時提供控制，特點在于可兼顧電、熱能供應。相對來講，微電網相當于一個受控單元，其優勢在于能夠在保證電能質量的同時，兼顧安全，其運行方式主要有兩種，其一為孤島運行，其二為并網運行。
實際上，自微電網被提出之后，相關的研究就已經開始，截至目前已經取得了很多重要成果，就研究方向與側重點來講，國外目前對其的研究大多是圍繞其規劃、相關影響等方面展開，而國內對其的研究起步較晚，當前尚處于仿真研究階段。我國對微電網進行的研究認為，其可以借助分布式電源實現能源供應，是一種相對特殊的電網，且其電源可以借助電子器件實現能量轉換，之后并聯接在用戶側，這樣就可以在保證電能質量的基礎上，盡可能的提升供電安全程度。站在用戶的角度來講，微電網除了可以使供電更加穩定與可靠之外，還有助于減小線損、維持正常電壓、滿足個性需要、充分利用余熱。相較于傳統電網，微電網具有更多的優勢，但同時其運行過程中需要考慮的問題也更多。由于運行特性相對特殊，因此，要想保證其運行過程的穩定性與可靠性，就必須結合其運行方式做好控制。微電網運行受逆變電源的影響很大，因此，出于提升運行可靠性的考慮，就必須將逆變電源的控制作為重點，采取有效的控制策略，本文僅就這一方面進行了探討。
（二）控制方法
結合微電網的運行特點來講，無論是其DG類型，還是其負荷特性，都非常特殊，所以，要想保證其穩定運行，第一點就是要確保實現逆變電源的有效控制。在這方面，本文認為可行的控制方法主要有下述三種。
1.恒功率法。此種控制方法簡稱為PQ法，其以雙環控制為基礎，內、外環依次為PI控制環、功率環，其中，前者的功能在于借助電流跟蹤確定參考電壓，并輸出調制信號；后者的功能則主要體現在確保基準功率方面。相關研究結果表明，此種方式在并網運行模式下具有較好的控制效果。采用PQ法控制逆變電源時，大電網是微電網電壓擾動及負荷波動的主要承擔者，DG的調節基礎是電壓及頻率，無需考慮電壓、頻率的調節，確保逆變器根據參考值輸出功率即可。在此種模式下，DG的功能僅限于吸收或者發出功率，故其能夠防止DG因參與電壓調節對電力系統產生不利影響。
2.恒壓恒頻法。此種控制方式也被稱為V/F法，在孤島運行模式中有著較好的控制效果。借助此種方法控制逆變電源時，主控電源由大于等于一個的DG充當，功能在于提供參考值，為電壓始終與頻率保持同步提供保障。此種控制辦法本質上是保證逆變器不會因為電源輸出功率的改變而出現輸出頻率及電壓幅值的變化。考慮到孤島容量并非無限的問題，在功率缺額的時候，要想使重要負荷免受影響，就需要將次要負荷及時切除。因而，此種控制辦法屬于典型的動態控制，其可以借助及時響應為電壓穩定提供保障。
3.下垂法。此種方法簡稱為Droop法，經常被用于多并聯運行模式下，控制成效顯著。在并聯模式下，逆變電源借助輸出幅值及輸出頻率的調整，可以達到合理分配功率的目的。在功率承擔方面，具體承擔多大的功率主要取決于下垂斜率，一般規律是斜率越大，其承擔功率越小，反之則越大。所以，借助下垂控制可達到調整負載功率的目的，但穩態指標卻會受到一定的影響。因而，Droop法本質上就是一種借助下垂控制獲取反饋值并進行反相微調來優化功率分配的控制辦法。需要注意的問題是，盡管從理論上來講下垂斜率可以借助控制達到最小，但是在實踐中卻往往會因為受限于硬件和控制精度而不得不折中，也就是說，最終的下垂斜率是折中之后的取值。
（三）控制策略
一般來說，對逆變電源進行的控制，通常借由下述兩項策略來實現。
1.主從控制。在此種類型的控制模式下，DG具有各不相同的功能和控制辦法，主控源通常由大于等于1個的DG來充當，借助電氣量檢測，并結合電網實際的運行狀況確定調節辦法，借助通信線路進行DG輸出控制，最終實現微電網的有效控制，適用于孤島運行模式。在并網模式下，微電網具有相對較小的容量，無需實施頻率調節，控制要點需放在輸出功率上，因而DG控制可采用PQ法。在孤島運行模式下，對主控單元實施的控制應借由V/F法實現，以保證頻率恒定。此種控制策略最明顯的特點就在于DG的主、從關系，這也是實現有效控制的前提。
2.對等控制。借助此種辦法控制逆變電源時，其中的DG關系是平等的，并沒有從、屬之分，其以即插即用思想和對等控制的相關理論為支撐，由于DG控制模式均是預先設定好的，所以，它們在參與調節的時候，系統電壓不會受到過大的影響，頻率也可以始終維持在穩定狀態。此種控制策略的特點在于其可以借助“分別并聯結合控制算法”的方式，來實現自動調節，不再需要通信的輔助。因而，其優勢就體現在個別DG故障不會對系統及正常運行單位產生明顯影響，即系統運行免受個別DG故障的干擾，不僅系統運行會更加可靠，未來實施擴容也更加便利，符合可持續發展的理念。
二、結語
綜上所述，微電網的運行會受到以逆變電源為代表的諸多因素的影響，再加上其運行過程相對比較特殊，對其實施控制也就尤為重要。結合微電網技術的創新性與實用性來講，對其運行進行控制的最根本目的，就是借助有效的控制方法與策略，盡可能的提升微電網運行的可靠性。本文從宏觀角度出發，以逆變電源控制為例，簡單探討了微電網的控制策略，全文闡述側重于原理分析，相關細節還有待補充。
參考文獻：
[1] 李朝東，宋蕙慧，曲延濱，金學萬.孤島運行方式下微電網儲能系統能量成型控制策略[J].電力自動化設備，2014.10.
[2] 劉夢璇，郭力，王成山，趙波，張雪松，劉云.風光柴儲孤立微電網系統協調運行控制策略設計[J].電力系統自動化，2012.15.
[3] 王勁松，唐成虹，陳娜，譚闊，毛俊喜.基于運行模式自識別的微電網并離網平滑切換控制策略[J].電力系統自動化，2015.09.
關鍵詞：汽油發電機；逆變器；IGBT驅動
中圖分類號：TM464 文獻標識碼：A 文章編號：1671-2064（2017）09-0046-01
1 逆變器的發展技術概況
汽油發電機逆變器作為逆變電源的一種，其發展與逆變電源相同。逆變電源出現于電力電子技術飛速發展的20世紀60年代，逆變器的發展和電力電子器件的發展是相輔相成的。最開始的逆變器是應用晶閘管（SCR）作為逆變器的開關元件，稱為可控硅逆變電源。因為晶閘管沒有自關斷能力，所以必須使用換流電路的方式來關斷閘管，這種方式限制了逆變器的進一步發展。隨著電力電子技術的發展，有自關斷能力的電力電子器件脫穎而出，后來出現了電力晶體管（GTR），可關斷晶閘管（GTO）、功率場效應晶體管（MOSFET）、絕緣柵極型晶體管（IGBT）等等。
2 逆變器整體設計方案初步分析
汽油發電機常被作為移動式的獨立電源硎褂茫主要由汽油機、同步交流發電機和控制器組成。本設計中用的電源是汽油機發出的三相交流電整流后經過降壓環節（降壓變換器）得到的350V左右的直流電，通過逆變環節和LC濾波器變換成220V/50Hz的交流電供負載使用。進過初步分析汽油發電機逆變器的主電路包括[1]：
（1）電源電路：用于產生電壓穩定的直流電源，給其他電路供電。（2）控制電路：用于產生SPWM信號、處理反饋信號并發送逆變器的狀態信息。（3）驅動電路：用于將邏輯電壓的SPWM信號轉換為控制開關器件通斷的驅動電壓。（4）反饋信號處理電路：用于處理逆變器的電壓、電流、頻率等反饋信號。（5）顯示電路：用于逆變器的電壓、電流、頻率等信息的輸出。（6）濾波電路：用于將逆變器產生的高頻率的SPWM波變為可供負載使用的正弦交流電。
3 硬件電路設計
3.1 逆變主電路設計
汽油發電機輸出的三相交流電經三相整流橋整流為直流電，把直流母線電壓引入后先用一個大電容濾波，消除直流側電壓的脈動，再加至由MOSFET構成的H橋式逆變電路，該直流高壓經逆變電路逆變為脈寬按正弦波規律變化的高頻脈沖波，再由輸出濾波器濾掉高頻諧波，得到正弦波提供給負載。SPWM脈沖波由主控制電路產生并根據輸出反饋電壓和反饋電流來改變脈沖波的寬度，從而保證輸出電壓的穩定。
3.2 控制電路設計
EG8010芯片的工作模式分為單極性調制方式和雙極性調制方式，在全橋逆變電路中，單極性制時僅兩個橋臂（受EG8010引腳SPWMOUT3，SPWMOUT4控制）做SPWM調制輸出，另兩個橋臂（受EG8010引腳SPWMOUT1，SPWMOUT2控制）做基波輸出，應用時濾波電感需要接在SPWM調制橋臂輸出端，電壓取樣反饋電路同樣需要接在SPWM調制橋臂電感的輸出端。雙極性調制時左右橋臂同時做SPWM調制輸出，應用時使用兩路電感濾波特性將會更好，電壓取樣反饋電路需要兩路分壓網絡做差分反饋處理[2]。單極性調制模式時，EG8010芯片的電壓反饋處理是通過引腳（13）VFB測量逆變器輸出的交流電壓，FRQADJ/VFB2引腳（引腳16）僅為調頻模式下的調節頻率功能，電壓采樣反饋部分，測量反饋的峰值電壓和內部基準正弦波峰值電壓3V進行誤差計算，對輸出電壓值作出相應調整，當輸出電壓升高時，該引腳電壓也隨之升高，經內部電路誤差值計算后調整幅度因子乘法器系數，實現降低輸出電壓達到穩壓過程，反之，當該引腳的電壓減低時，芯片會作出升高輸出電壓的反應。
3.3 驅動電路設計
驅動電路邏輯輸入部分VCC使用5V電源，功率管門極驅動電源使用12V，自舉電容C5、C10選擇10uF的電解電容，濾波電容C6、C11也選用10uF的電解電容。D3和D4選用1N4148高速二極管。SPWM2H、SPWM2L、SPWM1H、SPWM1L來自EG8010芯片的輸出。封鎖信號SD接到了過流保護的輸出端，當主電路發生過流情況時，SD變為高電平，輸入信號被封鎖，及時保護主電路。VS1、VS2分別接到全橋逆變的左右兩個橋臂的中點。2HO和1HO聯接到上橋臂的柵極，2LO和1LO聯接到下橋臂的柵極。
3.4 印制電路板設計
印制電路板，又稱印刷電路板、印刷線路板，簡稱印制板，英文簡稱PCB或PWB，它以絕緣板為基材，切成一定尺寸，其上至少附有一個導電圖形，并布有孔（如元件孔、緊固孔、金屬化孔等），用來代替以往裝置電子元器件的底盤，并實現電子元器件之間的相互連接。由于這種板是采用電子印刷術制作的，故被稱為“印刷”電路板。印制電路板是重要的電子部件，是電子元器件的支撐體。
參考文獻
1主要電氣設施及設備抗震設計
1.1設計原則電站所處的地理位置地震烈度為7度，屬中高等烈度，重要一次設備及設施包括發電機、變壓器、封閉母線、220kV設備和GIS出線設備及廠用電設備等，其設計及選型均按7度及以上要求進行，以確保地震災害發生過程中設備的安全以及運行值守人員的人身安全。動力電纜均選用金屬鎧裝型電纜，電纜及電線均穿管敷設以防止地震時被切斷。對于重要一次設備及設施的布置，除滿足相關規程規范要求外，還按滿足地震災害發生情況下人員安全撤離通道的通暢、緊急情況下對相關設施及設備的現場控制操作與處理，以避免、避開二次災害的發生。對于有防震、隔振要求的設施及設備，應注意地震強烈震動對連接件、電氣構件的影響及損毀；對于可能發生諧振的設施及設備，應研究在地震災害發生情況下，如何避免并防止設備、連接件和建筑結構之間發生諧振現象。
1.2設備布置電站廠房為地面式廠房，分主廠房和上副廠房。主要電氣設備布置在上副廠房：隔離變、發電機出口斷路器、負荷開關柜及10．5kV高壓開關柜布置在EL2482．80m高程；0．4kV低壓配電盤及10／0．4kV廠用變布置在EL2490．70m高程；3臺主變及中性點設備布置在上游副2502．00m層的主變室，220kVGIS布置在GIS室（2515．50m）；壩區變電所布置于生態廠房附臺。
1.3安裝工藝質量主要包括設備的就位與固定（如主變壓器的安裝取消鋼輪并固定在基礎上）；型材、板材、鋼結構件、支吊架及管道等的裝配、連接與焊接；設備基礎、電纜橋架、出線構架及桿塔的安裝；電線電纜的敷設與配線連接等；均按滿足地震抗震烈度要求考慮，GIS設備按8度設防。設備的支架、吊架均要求具有足夠的剛度和強度，其與建筑結構有可靠的連接和錨固，使設備在遭遇設防烈度地震影響時不致跌落及損壞。管道、設備、建筑結構間的連接允許二者間有一定的相對變位。如封閉母線每隔25～30m加裝伸縮節，GIS每個間隔主母線加裝波紋管，主變儲油柜采用內置式波紋儲油柜，高壓電纜采用蛇形布置，埋管過混凝土伸縮縫采用套管，接地扁鋼過混凝土伸縮縫處作“Ω”形處理等。主要電氣設施及設備的設計、制造、安裝工藝質量等，均要求確保在地震基本烈度小于7度的地震災害發生過程中，不得發生危及設備本身安全以及危及人身安全的有害變形。
2應急設備的配置及其管理要求
2.1電源
2.1.1交流電源廠用電采用兩級電壓供電，設置10．5kV高壓廠用變壓器作為一級電壓供電設備，設置10．5／0．4kV低壓變壓器作為二級電壓供電設備。受電負荷主要分為：廠房部分負荷、大壩部分負荷和生活區負荷。廠用電源分別從1、3號機發電機母線上引接，設置2臺三相干式廠用變壓器，用共箱母線聯接；另設1臺柴油發電機作為廠房應急電源。從主廠房2號機發電機母線上引接一回電源至壩區用電，另由施工變電站引接一回電源作為壩區及生態廠房的備用電源。從生態機組發電機電壓母線上引出兩回電源，一回至壩區備用、一回至生態廠房廠用電；在1、3號機發電機電壓母線上分別留有引接辦公區及生活區配電變壓器的10．5kV間隔。為防止220kV母線故障引起全廠失電，從施工變電站引接10kV電源接至廠房作為廠用備用電源。綜上，電站廠房與壩區均設置有3個應急電源，在發生全廠性失電或發生地震災害的過程中可隨時向重要設施或設備提供應急電源。
2.1.2直流電源對電站正常情況下的控制操作電源、各類事故情況下的操作應急電源以及全廠流失電時的事故照明應急電源，將進行統籌考慮、統一設置，在發生地震災害時，即使全廠流失電，亦能確保相關設備的應急控制操作及事故照明用電。（1）主廠區重要機電設備的正常控制操作以及各類事故情況下的應急控制操作（含全廠流失電、地震災害等）均采用DC220V工作電源，計算機采用逆變電源供電。廠區在主廠房及開關站內分別各設置1套DC220V／600Ah閥控式鉛酸蓄電池組，容量按事故負荷持續1h計算，滿足設備的操作控制、事故照明、一般事故負荷以及計算機逆變電源的需要；充電浮充電裝置均采用微機型智能高頻開關電源。2套直流電源系統設備互為熱備用。（2）生態小機組廠房重要機電設備的正常控制操作以及各類事故情況下的應急控制操作（含全廠流失電、地震災害等）均采用DC220V工作電源，計算機采用逆變電源供電。在生態小機組廠房內設置1套DC220V／300Ah閥控式鉛酸蓄電池組，容量按事故負荷持續1h計算，滿足生態小機組廠房及壩區設備的操作控制、通信、事故照明、一般事故負荷的需要；充電浮充電裝置均采用微機型智能高頻開關電源。
2.1.3通信應急電源（1）本電站廠內通信設備采用直流－48V電源供電，在通信機房內設置2套微機型智能高頻開關通信電源裝置，2套閥控式鉛酸蓄電池組，雙重化配置設計，互為熱備運行，以提高通信設備供電電源的可靠性，確保地震災害發生過程中向相關通信設備提供應急工作電源、保障有關通信信息的正常發送，全廠流失電情況下可獨立運行4h以上。（2）本電站廠內通信設備計算機維護管理終端工作電源采用逆變器（旁路加逆變，可避免選用UPS而增加投資和維護工作量）輸出的AC220V50Hz不間斷電源供電，由通信機房內的－48V蓄電池提供直流備用電源逆變為AC220V50Hz交流電供電。（3）壩區、生態小機組通信設備采用直流－48供電，由二次直流電源系統經DC／DC轉換后提供，作為事故情況下壩區及生態小機組通信設備的應急工作電源。（4）在生活營地配置1套－48V／100A高頻開關電源和1組－48V／200Ah閥控式密封鉛酸蓄電池。（5）電站綜合信息系統和衛星地面站通信電源由廠家配套提供，并可使用通信逆變電源。
2.2事故應急照明設備電站照明種類分為工作照明、事故照明、誘導照明、室外及道路照明。事故照明按規范要求布置于各重要工作地點，誘導照明布置于各主要樓梯口及通道口。事故照明箱接在事故照明盤上，事故照明盤有三路進線電源，兩路交流電源分別由400V兩段母線引來，第三路由廠房DC220V直流盤引來。交直流電源間設置交直流自動切換開關，正常情況下事故應急照明由交流供電，當發生全廠交流失電的事故時將自動切換至直流供電。廠房主機間、主變室、GIS室、安全疏散通道及其他重要部位（如中央控制室等）均設置事故應急照明燈具，正常情況下采用AC220V50Hz電源作為其工作電源，當全廠交流失電情況下則采用DC220V作為其事故照明應急電源。壩區變電所設置自帶蓄電池的事故應急照明燈具，正常情況下采用AC220V50Hz電源作為其充電電源，當壩區變電所交流失電時，應急照明燈具自帶蓄電池放電工作，提供變電所事故照明。
作者：陳丹燕 王勇 劉濤 單位：中國電建集團貴陽勘測設計研究院有限公司
【關鍵詞】室內分布；供電保障系統；UPS；壁掛式開關電源
隨著中國聯通網絡建設的逐步深入，高速分組數據業務的多姿多彩快速進入了大眾的視野，WCDMA無線應用也在迅速走進人們的日常生活。3G時代的重要標志之一是人們對室內無線高速數據業務的強烈需求，因此，室內無線網絡質量對終端客戶感知的影響就變得至關重要，而這一環節的基礎就是室內覆蓋有源設備供電保障系統的建設。
1.室分系統中的有源設備
1.1 有源設備的種類
中國聯通室內分布系統中，除信號源以外，對于天饋分布系統中有源設備（如干線放大器等）的引入一直采取慎重使用的原則，所以，室內覆蓋有源設備供電保障系統的建設主要考慮的對象就是信號源設備。
1.2 信源類型
室內分布系統信源接入主要有宏蜂窩基站、微蜂窩基站接入或耦合、射頻拉遠以及直放站空間耦合等幾種方式。一是宏蜂窩信源：適用于業務量高（或具有很高數據需求）、需要分區采用多個信源覆蓋的高價值大面積區域且具備機房條件的大型場館、交通樞紐等重要建筑物，如山西省體育中心、太原火車南站。二是微蜂窩信源：適用于兼有覆蓋和一定容量需求的中小型建筑物。三是射頻拉遠型信源：為大容量基站，適用于話務量較高的寫字樓、商場、酒店等重要建筑物，尤其適合大中型建筑群的覆蓋。四是直放站信源：適用于以建筑中心區域盲區或弱覆蓋區域為主要目的的低業務區域，補盲覆蓋的電梯、地下室等場所。
2.供電保障系統
2.1 供電保障系統的技術現狀
原有2G設備，近距離供電，一般采用開關電源進行供電或DC/AC逆變器供電的方式；遠距離供電，大多采用就近交流供電或采用普通UPS進行供電的方式。自2008年中國聯通山西分公司WCDMA一期室內分布工程建設以來，WCDMA設備供電保障系統大多屬于原有2G設備供電保障系統的傳承或者補充，設備使用環境、運行維護及能耗評估等方面均是按照2G設備標準要求制定。WCDMA室內分布設備基本采用BBU+RRU的模式，BBU大多采用基站機房或模塊局機房直流供電，而遠距離RRU則以就近交流供電方式為主。
2.2 分布式基站供電方式
分布式基站覆蓋的目標區域多種多樣，單就其RRU供電方式而言，大體可分為以下5種供電方式：
（1）就近市電（交流）供電
RRU設備安裝在目標覆蓋區域（用戶側）建筑物內，最簡便的辦法就是采用市電就近直接供電的方式，但信源設備不具備市電斷（停）電后后備供電的能力。根據統計，市區市電斷電的主要因素除了市電故障外，就是業主由于用電合同糾紛等拉閘限電。設備斷電后，分布式基站設備將無法繼續相應的無線網絡服務，用戶投訴將驟增，用戶感知更無從談起；同時，也給運行維護部門帶來巨大壓力，隨著BBU+RRU分布式系統的大量使用，大范圍的運行維護工作不可避免，一旦出現大范圍的市電斷電，相應的運行維護工作幾乎無法完成。RRU就近市電（交流）供電的方式只能滿足WCDMA網絡建網初期快速組網的需求，具有前期投資小、網絡組建迅速的優點。但是，工程建設后期開關電源系統更新改造的費用投入將大大超越網絡初期建設的投資。
（2）直流電源供電
采用直流電源供電的方式是比較理想的供電方式。直流電源供電方式的優點明顯：方案拓撲相對簡單，效率較高，能夠有效減少能源消耗，并且可以提高可靠性，增加設備壽命；直流電源有較為完善的電池管理功能，可以有效保證電池使用壽命；直流電源可擴展性強、形式多種多樣，可根據RRU設備布局，對多個RRU進行直流供電，也可針對單個RRU或局部2個及2個以上RRU進行直流供電。直流電源供電方式具有一定局限性，若從機房直接引電，只適用于機房拉遠至≤100米的RRU單元；若采用直流遠供方式，適用于機房拉遠至≤3公里的RRU單元，線路長度增加意味著線纜投資增加，同時安全性、可靠性大大降低，且絕大多數室分站點位于市區，線纜架空走線和地下管道走線的可能性幾乎為零，所以，室內分布工程中，RRU設備由直流電源供電的應用范圍就大大縮小了，只適用于邊遠地區大客戶或遠離市區的建筑。
（3）逆變電源后備式供電
原中國聯通CDMA網絡中，大量采用逆變電源后備式供電方式。1、2KVA（功率較小）逆變電源使用G網基站開關電源系統作為直流輸入，逆變輸出220V交流向CDMA設備供電。長期運行的結果證明，所采用的逆變電源后備式供電方案存在可靠性較低、維護頻率較高的缺點。分析其原因，可以歸結為：由于采用的逆變電源市電適應范圍較窄、抗沖擊電流能力較低、過載能力較低，造成了逆變電源后備式供電方案使用壽命短、維護成本高的局面。若采用逆變電源后備式供電方案，可考慮采用帶有冗余模塊化的逆變電源后備式供電設備，從而提高整體供電的可靠性，減少運行維護的成本。
（4）UPS供電
UPS是不間斷電源（Uninterru-
ptible Power Supply）的英文簡稱，UPS供電方案的優勢在于：具備相對穩定的后備時間，容易實現較遠距離的交流供電（交流線損小，纜線線徑要求低）。UPS的劣勢也較為明顯。由于早期UPS后備電源主要針對的負載類型是計算機等網絡設備，設備的運行環境為較為潔凈的室內空間。如果把UPS設備放置到運行環境較為惡劣的用戶側設備間（如豎井、電梯間，甚至是地下室），運行環境的惡劣以及市電的“電源污染”會造成UPS工作壽命的大為縮短；小型UPS電池管理較弱，會減少電池的使用壽命；部分機架式設備，為了減小設備體積，大量使用強制風冷來提高輸出功率密度，運行過程中噪聲較大，容易造成業主投訴，給建站以及今后的運行維護工作增加了難度。
（5）壁掛式開關電源供電
壁掛式開關電源一般是由充電器、逆變器、蓄電池（組）、轉換裝置、監控單元等構成。壁掛式開關電源工作方式可以分為正常和應急兩種工作方式。在正常工作方式下，當輸入壁掛式開關電源的交流電（通常為市電）正常時，交流電通過交流輸出切換單元輸出分路給負載供電，同時通過充電器給蓄電池均浮充，逆變器同步靜置備份等待，整體功耗較低。若有負載需要直流輸出的，由充電器輸出直流電。在應急工作方式下，當輸入壁掛式開關電源的交流電出現故障時，設備監控單元在小于等于10ms內切換到蓄電池輸出經逆變器供電，供電時間的長短由蓄電池容量來決定。當輸入的交流電恢復正常時，壁掛式開關電源自動切換到市電旁路供電。
3.分布式基站供電方式選取原則
2008年以來，中國聯通山西分公司室內分布工程的建設力度逐年加大，RRU的安裝位置（弱電豎井、電梯機房、樓梯旁、地下室，甚至是室外墻壁上）隨意性很大。針對大多數室內分布信源（RRU）安放位置的實際情況，從運行維護的角度來看，在斷電的情況下，運維人員幾乎不可能帶上笨重的油機到斷電樓宇發電，所以建議：對于一類（為兩個穩定可靠的獨立電源各自引入一路供電，該兩路不應同時出現檢修停電，平均每次故障時間不應大于0.5H，兩路供電線宜配置備用市電電源自動投入裝置）、三類（為從一個電源引入一路供電線，供電線路長、用戶多、平均每月停電次數不應大于4.5次，平均每次故障時間不應大于8H）及四類市電供電的樓宇，不建議采用后備供電的方式；對于二類（允許有計劃檢修停電，平均每月停電次數不應大于3.5次，平均每次故障時間不應大于6H）市電供電的樓宇，建議可以酌情考慮采用后備供電的方式（后備時間為0.5－1小時），從而有效避免時長為0.5－1個小時以內短時間的停電及市電閃斷造成的設備退服現象。
4.不同場景下分布式基站后備供電解決方案比較
4.1 設備重量及額定功耗（均為平均值）
2G RRU重量≤21kg，額定功耗≤240W；3G RRU重量≤18kg，額定功耗≤280W。
4.2 不同場景下建筑樓面均布活荷載的標準值
弱電豎井，其均布活荷載的標準值2.0kN/m2（約為200kg/m2）；電梯機房，其均布活荷載的標準值7.0kN/m2（約為700kg/m2）；其他場景建筑樓面均布活荷載接近弱電豎井對應的標準值。
4.3 蓄電池、UPS的相關計算公式
鉛酸蓄電池的總容量應按下公式計算：Q≥KIT/η[1+α(t-25)]
式中：Q-蓄電池容量（Ah）；K-安全系數，取1.25；I-負荷電流（A）；T-放電小時數（h）；η-放電容量系數，取0.45；t-實際電池所在地最低環境溫度數值：無采暖設備時，按5℃考慮；α-電池溫度系數（1/℃）：當放電小時率＜1時，取α=0.01。
UPS電池的總容量，應按UPS容量采用以下公式估算出蓄電池的計算放電電流I，再根據計算蓄電池容量的公式算出蓄電池的容量。
I=S*0.8/μU
式中：S-UPS額定容量（kVA）；I-蓄電池的計算放電電流電流（A）；μ-逆變器的效率；U-蓄電池放電時逆變器的輸入電壓（V）。
4.4 不同條件下后備供電解決方案比較
（1）2/3G RRU各一個
RRU重量≤39kg，額定功耗≤520W
若采用UPS方式：后備時間按1小時考慮，UPS額定容量按1kVA考慮，蓄電池規格24Ah*3節（按36V直流輸出考慮），重量≤27kg，總重量（主機和蓄電池是一體機）≤92kg，因此建議設備落地安裝。
若采用壁掛式開關電源（蓄電池與開關電源為一個機柜）方式：蓄電池容量≥20Ah，總重量≤46.4kg，放電時長≥0.53個小時，因此建議設備壁掛安裝。
（2）2/3G RRU各兩個
RRU重量≤78kg，額定功耗≤1040W
若采用UPS方式：后備時間按1小時考慮，UPS額定容量按2kVA考慮，蓄電池規格24Ah*8節（按36V直流輸出考慮），重量≤72kg，總重量（主機和蓄電池是一體機）≤172kg，因此建議設備落地安裝。
若采用壁掛式開關電源（蓄電池與開關電源為一個機柜）方式：蓄電池容量≥40Ah，總重量≤79.4kg，放電時長≥0.53個小時，因此建議設備落地安裝。
5.結束語
從以上的分析不難看出，隨著BBU+RRU信源的大量應用，信源設備供電保障系統的建設也需要加強。具有后備供電的供電系統具有明顯優勢，但要受到設備安裝位置環境等因素（如機房墻壁、地面承重等）的制約，加之現在相當多的建筑樓宇安裝有后備供電系統或具備油機發電的能力，后備供電的供電方式不宜大規模上馬，要針對具體情況酌情考慮。
在后續的探索中，我們將通過具體案例不斷積累和完善，根據樓宇分類制訂出一套信源設備供電保障系統建設策略、分析思路及實施步驟，逐步固化信源設備供電保障系統解決流程。
參考文獻
[1]陸健賢,葉銀法,盧斌,林衡華,蔣曉虞,邱涌泉.移動通信分布系統原理與工程設計[M].機械工業出版社,2008.
[2]周志敏,周紀海,紀愛華.UPS應用與故障診斷[M].中國電力出版社,2008.
作者簡介：
關鍵詞：弧焊機；電源；設計
中圖分類號：TE972+.5 文獻標識碼：A]
前言
電路電子技術的高速發展，促進了器件、電路及其控制技術員向著集成化、高頻化、全控話、電路弱電化、控制技術多功能化的方向發展。目前，逆變技術廣泛應用于電機驅動、變頻調速、不間斷電源、電化學、電焊機、電機靜止變換、電加熱設備等工業領域產業發展，極大推動了這些領域的產業發展。與傳統電源相比，逆變電源具有高效節能（約20%-35%），體積小、重量輕，反應速度快等特點。有利于實現自動化和智能化控制。
逆變式弧焊電源由于具有焊接性能好、動態響應快、體積小、質量輕、效率高等諸多優點而成為焊接電源的主要發展方向之一。
1 逆變式弧焊機電源的技術要求
弧焊電源的負載是電弧，要形成符合焊接外特性要求的電弧，弧焊電源要滿足有較大的短路電流和較高的空載電壓；輸出電流、電壓穩定；輸出電流可調節；具備完善的自我保護系統。
2 高頻逆變式弧焊機電源的設計
本文設計的高頻逆變式弧焊電源的輸入電壓幅值為220士15%，工作頻率f=100KHZ；開關功率管最大占空比Dmax =0.8、最大導通時間TONmax=40μS。輸出電壓電流額定值:15V,315A，適合組裝在中等功率的電焊機上。
2.1 逆變式弧焊機電源的基本組成
在供電系統中，單相或三相交流電網電壓，經整流和濾波后獲得逆變器所需的平滑的直流電壓。該直流電壓經逆變器中的大功率開關器件(的交替開關作用下，變成幾千至幾萬赫的中高頻電流，再經過中高頻變壓器降至適合于焊接的幾十伏或十幾伏低電壓，并借助控制電路和檢測電路及焊接回路的阻抗，獲得焊接工藝所需的外特性和動特性。
2.2 逆變式弧焊機電源的供電系統和輔助電源的的設計
逆變式弧焊機電源的供電系統如圖1所示，當高頻逆變式弧焊電源啟動后，電阻R2用來抑制開機瞬間電容器充電產生的浪涌沖擊電流，然后主電路初級側的電流感應器的二次側繞組形成的電壓經VD24加至晶閘管VTH1的控制極，使YTH1導通，此時旁路限流電阻R2，這樣電源進入正常工作。由于此時電容C11、 C12、 C13、C3己經充電，VTH1導通時不會產生沖擊電流。晶體管VT3的作用是在輸入電源瞬時斷開后又立即接通時抑制沖擊電流。
輸入電壓經由變壓器T2后降低到合適的值，再經過橋式整流，電容濾波后，通過7815、7815和7820集成穩壓器分別構成+15V、-15V和+20V隔離直流供電電源，分別為相關的控制電路供電，這樣可以避免控制電路相互之間的干擾。這里變壓器次級分別是18V、18V、22V。
2.3 逆變式弧焊機電源的逆變器的工作原理
全橋移相技術，保留了恒頻控制的優點，有利于濾波電路的優化，且控制簡單，是軟開關變流技術的最佳控制方式。本文采用集成電路UC3895來實現逆變器的零電壓全橋移相控制。逆變器的諧振電路由電感和電容組成，進行串聯諧振，在高頻電路中，要求電感和電容的值要非常小。
圖2 全橋移相開關電路原理圖
這是一種全橋拓撲，被稱為全橋移相PMPT(也即相位調制PWM)。Ui是供電系統經過橋式整流后提供的311 V直流電壓。S1-S4是4個IGBT開關管，通過控制S1-S4輪流導通和關斷來將直流電壓逆變為高頻的交流電，再通過變壓器T1來將高頻的交流電壓轉換為相應的低壓交流電，再通過次級的整流電路得到我們所需要的直流電壓。S1-S4的控制方式移相控制，是Sl和S3輪流導通，各導通180度電角;S2和S4也是這樣，但S1和S4不是同時導通。S1先導通，S4后導通，兩者導通相差a電角。其中S1和S3分別先于S4和S2導通，故稱S1和S3組成的橋臂為超前橋臂，S2和SA組成的橋臂為滯后橋臂。PMPT與一般全橋PWM拓撲的唯一區別在于二者開關過程不同，PMPT在開關過程中是軟開關。PMPT技術的核心在于保證每個橋臂上的開關元件的漏-源極間的電壓能夠在其進入下一個導通周期之前降至0V，以實現零電壓開通。
2.4 應用UC3895設計的逆變式弧焊機電源的控制系統
全橋移相控制的諧振變換電路是在PWM全橋變換電路的基礎上發展起來的。因為是恒頻PWM控制，使得輸入、輸出濾波器的設計大大簡化，開關噪聲大為減小。在中大型電源的設計中被越來越多的用戶所采用。為了簡化電路，提高設計的效率，本文所設計的弧焊電源也同樣采用全橋電路，使用移相控制。
2.5 IGBT開關管及其驅動電路
絕緣柵雙極晶體管簡稱IGBT，是由MOSFET和晶體管技術結合而成的復合型器件，在開關電源和要求開關快速、低損耗的領域備受青睞。由于工作頻率較高，我們選用SIEMENS的BSM50GD120DLC型IGBT開關管。由于此電路的開關頻率高達100KHZ，一般通用的IGBT集成驅動電路頻率都不能滿足。因此要采用高速響應的零部件來實現IGBT的驅動。同時為了實現控制電路與功率電路的隔離，設計上采用光電耦合器和高速MOSFET管組成的TTL電路組合驅動IGBT。我們選用的是FAICHD公司出品的HCPL2630，其最高工作頻率可以達到10MHZ，它的響應速度可以適應目前100KHZ的電路開關頻率。UC3895的輸出信號電壓非常小，高電平輸出時的電壓值的典型值只有250mA,低電平輸出的電壓的典型值卻也有150mV。因此其輸出信號需要放大后才能驅動光耦。由于電路工作頻率高，設計上選用ST的LM119高速比較器。
2.6 過電流保護電路
一個可靠的弧焊電源要求有能力在短路的時候限制電流，在開路的時候限制電壓。為了避免焊槍在工作過程中產生過大的電流，設計上采用電流互感器對功率電路的電流進行取樣檢測，根據取樣檢測的結果調整占空比來限流。
2.7 輔助引弧電路的設計
弧焊電源的負載是電弧。理想的引弧是一個開始階段電流迅速增加直到點燃電弧的過程。要形成符合焊接要求的電弧，弧焊電源要滿足以較大的短路電流和較高的空載電壓，起弧是電流越大，空載電壓越高，越容易起弧。焊機的起弧難易度是焊機性能的主要參數之一，能否方便起弧決定了焊機性能的優劣;起弧的難易也直接影響焊接的效果。
結束語
逆變電源有體積小、重量輕、噪聲低、效率高等特點，在國際上， IGBT逆變電源已經廣泛應用做各種大型設備的電源，隨著電力電子器件的發展，逆變電源一定有更廣闊的發展空間。
參考文獻
[1]李愛文，張承慧.現代逆變技術及其應用
的tms320lf2407a芯片為全橋移相零電壓點焊逆變電路提供pwm驅動脈沖。分析表明：利用軟件編程可對pwm方波脈沖的頻率、移相
角及死區時間進行靈活的設定和修改，可對焊接電流、電弧電壓采樣實現系統的數字控制。硬件，軟件測試結果與專用移相控制芯片進
行了對比驗證。
關鍵詞：逆變點焊電源；數字信號處理器；pwm方波：數字控制
中國分類號：tg438．2：tp273．5 文獻標識碼：b
在航空和汽車等制造行業，逆變點焊電源以其焊接變壓器
輕小、動態響應速度快、控制精度高、焊接電流脈動小、熱效
率高、電網三相平衡、無次級感抗及功率因數高等優點得到了
日益廣泛的應用。但傳統的逆變電源多為模擬控制或者模擬與
數字相結合的控制系統．雖然模擬控制技術已經非常成熟．但
其存在很多固有的缺點．如控制電路的元器件較多、靈活性不
夠、不便于調試等 ]。而焊接是強非線性、強耦合性、多變性
和復雜性的過程，若采用數字化控制技術代替傳統的模擬控制
技術，充分利用逆變主電路準數字化的特點，可以提高焊接質
量，促進焊接電源的發展。
數字信號處理器(dsp)用于工業控制近幾年來發展非常
迅速，控制理論及新型控制算法和方案的提出，強大的數據處
理能力和快速運算能力．都為焊接信號的實時處理提供了技術
基礎，促進了焊接電源實現數字化。從國內外各高校及研究所
的研究成果來看．dsp在焊接領域已有不少的應用。在此分析
討論了零電壓開關脈寬調制(zvs—pwm)逆變點焊電源的工
作原理及pwm方波產生的機理．并在此基礎上對逆變點焊電
源的數字控制進行了研究。
1 逆變點焊電源主電路工作原理
l_1 主電路工作原理
零電壓開關(zvs)逆變點焊電源主電路包括輸入整流濾
波電路、軟開關逆變器、中頻變壓器和輸出整流濾波電路等，
其核心是由4只功率開關管及其并聯的二極管和電容組成的軟
開關逆變器．如圖1a所示。圖1a中，定義先導通的開關管q 和
q，組成的橋臂為超前橋臂，滯后導通管q 和q 組成滯后橋臂。
q ，q，和q ，q 分別輪流導通180。，其中q 和q3的導通時刻不
收稿日期：20__—03—16：修回日期：20__—07—14
變，控制q 和q ，使q ，q 和q3，q 的導通相差在0。-180。之間
變化，開關管重疊導通時間的長短決定了逆變器輸出的大小。
如圖1b所示，當q 先開通，經移相 后開通q ，關斷q 后，一
次側電流從q 中轉移到c 和c3支路中，給c 充電，同時給c3放
電，由于c 兩端電壓不能突變，q 是零電壓關斷。當c3的電壓
下降到零，d，自然導通，d，的導通使q，兩端電壓近似為零，為
q，提供了零電壓開通的條件嘲。滯后臂管子的開關原理與此類
似
(a)軟開關點焊逆變電源主電路
(b)igbt驅動波形
圖1 逆變器主電路和igbt驅動波形
weldinz technology vol_36 no．5 oct．20__ ·焊接設備與材料· 41
主電路中．分別給4只開關管并聯了電容c。～g，實現開關管
的軟開關。控制策略上如果采用傳統的pwm控制方式即斜對角
的2只開關管同時開通和關斷， 由于會出現4只開關管全部處于關
斷的狀態，其并聯電容就會與漏感產生諧振。那么，當斜對角開
關管開通時．并聯電容上的電壓可能不為零，其電荷就直接通過
開關管釋放。電容的能量將全部消耗在開關管中，且在開關管中
還將產生開通電流尖峰。開關管不能實現軟開關。因此，采用了
圖1b所示的斜對角2只開關管錯開切換的移相pwm控制。
1．2 死區時間
為實現開關管的零電壓開通。必須有足夠的電路諧振能量
來抽走將要開通的開關管的諧振緩沖電容上的電荷，并給同一
橋臂將要關斷開關管的并聯諧振電容充電。當諧振電容充放電
結束．要開通開關管的反并聯二極管，將開關管兩端電壓箝至
接近零位時，驅動開關管，即可實現零電壓開通。所以要實現
開關管的零電壓開通．除了要有足夠的能量來抽走并聯電容上
的電荷．既要滿足一定的能量條件，又必須滿足一定的時間條
件。可見，在軟開關逆變點焊電源中，死區時間一方面可以防
止同一橋臂的2只開關管發生直通現象。同時也是為了滿足開
關管零電壓換流的時間條件。
超前臂和滯后臂的諧振換流能量來源是不一樣的。對于超
前臂而言，變壓器二次回路的等效電感厶和一次漏感 共同參
與諧振。能量較大，容易實現零電壓開關。而滯后臂的諧振能
量只由一次漏感 提供。二次回路的等效電感不參與諧振，顯
然滯后臂實現零電壓開關要困難一些。因此．在設計計算兩橋
臂的死區時間時，只要滿足了滯后臂的時間條件。也就確保了
超前臂的時間條件。
2 驅動方波的產生與控制
2．1 pwm方波
系統采用tms320lf’2407a dsp為控制核心，該控制器的
工作電壓為3．3 v，指令執行速度最高可達到40 mips，高性能
10位模／數轉換器(adc)的轉換時間為500 n8，提供多達l6路
的模擬輸入。在逆變電源系統中dsp的作用是產生輸出pwm波
形、對反饋電壓進行a／d采樣并實時監測電壓波動情況，調整
輸出pwm波形占空比。穩定輸出電壓。
利用dsp的事件管理器模塊，通過軟件算法可以使其輸出
移相pwm波形。2個事件管理器模塊的比較單元能同時輸出6對
獨立的pwm波形，通過對死區單元寄存器進行賦值可得n0～12
8的死區時間。在比較單元中的比較操作，為通用定時器的計
數器持續與比較寄存器的值進行比較，當一個匹配產生時。比
較單元的輸出按照動作控制寄存器(actra)中的位進行跳
變，即或者從高有效跳變為低有效或者從低有效跳變為高有效。
在跳變為高有效或低有效后。此狀態一直保持到另一個匹配的
產生[3]。此時比較單元的輸出又發生跳變，依此dsp可連續輸出
有一定脈寬且高低有效的方波。pwm波產生原理如圖2所示。
由圖可見產生比較匹配時則發生輸出跳變。此模式下，在一個
定時器周期內發生2次比較中斷。即產生對稱pwm波形。
l一定時器周期——_j
比較匹配點 圈
2 帶有死區的p1 m波形產生原理圈
2．2 軟件控制設計
主電路中4只功率開關管之間的驅動脈沖有嚴格的時序要
求。編寫程序時應注意dsp各寄存器的初始化。程序流程如圖
3所示。dsp中adc模塊對中頻變壓器一次側電流及輸出電壓
進行采樣。實現電源的雙閉環控制； 當要產生的波形其占空比
不同時，只需在線計算出相對于占空比的寬度的值。并加載到
比較寄存器中即可，即根據實際采樣值。通過計算、修改軟件
而不斷改變輸出pwm方波的占空比，從而控制輸出電壓。
開始
調入頭文件2407．h
系統寄存器初始化
adc模塊初始化
eva和evb模塊初始化
分配i，o口
采集電流、電壓信號
調 用a／d轉換子程序
dsp運算處理
調整pwm波形
圖3 pwm信號流程圖
驅動igbt
焊接完成[，！]?
結柬
3 pwm波形測試
采用seed—xds型仿真器對軟件進行仿真調試。設定系統
逆變頻率為1 khz， 用tds2014型數字示波器測試dsp輸出的
pwm波形。
圖4和圖5為實測dsp輸出pwm波形及死區時間．由圖可
見，波形1和2互補導通，波形3和4互補導通。波形1，3和波形
2，4之間有時延。因此，波形1，2，3，4分別對應圖1b中的
q ，q：，q 和q，波形，滿足了軟開關逆變點焊電源功率開關管
的驅動時序要求。圖6為通過修改程序得到的不同移相角及死
區時間的波形。圖7為專用移相控制芯片uc3875輸出的移相
pwm波形及死區時間波形。
42 ·焊接設備與材料· 焊接技術 第36卷第5期2o07年l0月
1，2，3，4一uge：5 v／div t：250 izs／div
圉4 移相角90。波形
1，2，3，4一uge：5 v／div t：250 t~s／div
81t5 死區時間lits
1，2，3，4- uge：5v／div t：250 izs／div
(a)移相角180。波形
1，2，3，4一uge：5 v／div t：5 izs／div
(b)無移相角且死區時間2 s
圖6 修改程序輸出的pwm波形
2
3
4
1，2，3，4-uge：20 v／div t：250 p~s／div
(a)輸出的pwm波形
1，2-uge： 10v／divt：1 s／div
(b)死區時間2．2 izs
圉7 試驗測得uc3875輸出波形
與專用移相控制芯片uc3875輸出的波形對比分析及系統
試驗驗證，dsp輸出的pwm波形完全滿足要求，通過修改軟件
即可得到不同的移相角及死區時間。
4 結論
選取能夠實現逆變點焊電源功率開關管零電壓開關的移相
pwm控制模式。波形檢測表明，dsp輸出的pwm方波，可以
滿足零電壓軟開關逆變點焊電源逆變橋功率管的驅動時序要
求： 系統在以dsp為控制核心的基礎上，對電流電壓采樣的雙
閉環控制實現了控制系統的準數字化。
參考文獻：
[1]周潔．逆變電源的數字控制技術[j]．電焊機，20__，34(12)：8-
10．
[2]阮新波，嚴仰光．脈寬調制dc／dc全橋變換器的軟開關技術[m]．
北京：科學出版社，2o01．16—19．
摘 要：分析采用準滑模控制方案的感應加熱串聯諧振逆變器，建立逆變器的負載回路離散數學模型，其中包括切換面參數的選取、到達條件的證明和穩定性分析。仿真結果表明，滑模控制方法可有效改善系統動態特性和增強其對外部干擾的魯棒性，證明其控制方案的可行性和正確性。
關鍵詞：串聯諧振逆變器；建模；離散滑模控制；感應加熱
A Current Controller for Induction Heating Power Supply Based on Variable Structure Control
DAI Bin
(Yuncheng University,Yuncheng,044000,Chinaオ
Abstract：The analysis literature about the establishment of mathematic model of series resonant converter for induction heating based on quasi-sliding mode variable structure control,including the selection of the switch surface parameters,certification of the reachable condition and analysis of stability.Simulation results show the sliding mode control possessed of a better dynamic performance and improved robustness to the external perturbations.Results validate the effectiveness of proposed control method.
eywords：series resonant inverter;modeling;quasi-sliding mode variable structure control;induction heatingオ
1 引 言
本文介紹一種應用軟開關技術的感應加熱逆變電源控制器。運用軟開關技術，功率器件在電流過零點時進行切換，電流控制器采用離散時間狀態。在電路參數有規律的采樣中，輸出電流可以離散化，得到離散數學模型。針對感應加熱電源逆變控制器，提出了一種準滑模控制策略。該控制方案的優點有：設計的系統控制簡單，容易滿足實際的工業應用，可進行數字化處理；設計的系統控制對逆變器參數變化不敏感；控制系統可以實現全范圍的系統操作。
采用滑模控制方式的逆變器與傳統控制方式相比，具有良好的動態特性、魯棒性以及在電源和負載大范圍變化時能保證系統穩定性的優點。滑模控制方式要求全狀態變量反饋，且需要相應的基準參考量，增加電路設計的復雜性，所以一般的滑模控制方式大多停留在理論分析和仿真階段。
滑模控制與常規控制的根本區別在于控制的不連續性，即一種使系統“結構”隨時間變化的開關特性。由于功率變換器中開關元件的存在，使滑模變結構控制理論得到廣泛應用。
一、加強通信電源管理的專業化
隨著通信網裝備水平的逐步提高,電源也同樣處在大量引進新設備、淘汰舊設備的時期,同時為配合維護體制全專業、大配套的改革,用了許多新的維護手段,出臺了許多新的維護管理辦法。所以在通信網的各級管理層次及建設、維護方面都應該有獨立的電源專業管理機構和人員。因為通信電源不僅是一個專業,而且是一個包括多種系統和學科的大專業,由其他專業的人員來兼管電源專業是不科學的,也是不專業的。因此,要管理和維護好現代化通信網,電源專業同其專業一樣存在著維護人員素質、水平亟待提高的問題。要解決這一問題可以采取以下一些措施:加強日常及定期管理,根據新設備、新技術的采用及新的網絡體系結構重新制定和完善各項規章制度。在新建工程時,要從工程設計、方案會審、工程實施到驗收竣工各個階段積極參與和把關。繼續搞好技術練兵,加大培訓力度。引進電源專業的高素質人才。
二、加強通信電源安全可靠運行的管理與維護
通信電源安全可靠運行是由多種因素和環節所決定的,它與設備質量、工程勘察與設計、運行方式選擇、建設管理、運行維護管理等各環節相關。其中對于設備選擇、方案設計、工程管理等環節尤其要加強重視和管理。一個先天不足的通信電源系統將造成通信安全的巨大風險和后期人力、物力、財力的巨大重復投入。
2.1動力電源
動力電源設備是所有通信設備運行的動力之源,其運行狀態直接影響到通信業務能否有效提供。在日常設備運行中,常存在高壓電源單引入、逆變電源不穩定、UPS應用不當等問題,為此應做好以下工作:
機房的高壓宜采用雙回路供電,即兩路不同的變電站輸入,以確保供電不間斷。對于給機房通信設備供電的交直流電源列頭柜,也應采用雙路供電,以保障業務設備用電安全。
逆變電源與整流電源應采用一體化設備,以保障安全供電,易于監控,同時可減少設備投資,降低維護工作量。目前,一些通信機房為部分設備提供220V交流電時,采用2KVA～6KVA的UPS(另帶有220V蓄電池組)供電,單機工作不可靠,成本高。建議使用逆變且與整流功能一體化的電源設備,其結構為:在整流電源機架的空余子框中插入1KVA～1.5KVA逆變模塊,1個子框一般插3～4個,逆變模塊均流輸出,實現N+1容量冗余,這樣不會因某個模塊出現故障而影響正常供電。逆變模塊的運行監控由整流電源的監控模塊統一實現,從而可節省機房空間。由于共用原有的-48V蓄電池組,省去了UPS必須另帶其他型號電池組的費用(以16個單體65AH電池為一組,約需1.5萬元)及其維護,并減少了動力環境監控系統的協議轉換節點(約需0.4萬元),6KVA的逆變器(4個1.5KVA模塊)比同容量UPS少2萬元,因此1個機房就可減少建設投資及運行維護成本約4萬元,同時可大幅度減少維護工作量,設備運行也更安全可靠。同時建議在機房新建通信項目時,不應另購小的UPS/逆變器,而應使用機房原有的大UPS交流電源,以保障設備用電可靠,減少故障環節。
2.2蓄電池
蓄電池作為直流(直流系統)或交流(UPS系統)不間斷供電的保證,在整個系統中最為關鍵。電池不但在交流系統或整流器出現問題時保證不間斷供電,而且還要在市電正常轉換時提供保證。如果電池喪失容量,即使對前端的交流高低壓系統、整流系統等配置管理得再好,在一次正常的市電轉換中,都可能造成失電而引致通信故障。因此,應把蓄電池的維護管理作為一項重點工作來抓。目前閥控式密封蓄電池以其體積小、電壓穩定、無污染、重量輕、放電性能高、維護量小等特點,而成為通信電源系統的首選電池。但在實際使用中,達不到理論預期壽命的比比皆是。
2.2.1影響閥控式蓄電池使用壽命的主要因素
閥控式蓄電池全浮充正常使用壽命在10年以上,理論上可到20年,但在實際使用中,影響閥控式蓄電池使用壽命的因素很多,主要有:
環境溫度。環境溫度過高對蓄電池使用壽命的影響很大。溫度升高時,蓄電池的極板腐蝕將加劇,同時將消耗更多的水,從而使電池壽命縮短。蓄電池在25℃的環境下可獲得較長的壽命,長期運行溫度若升高10℃,使用壽命約降低一半。
過度充電。長期過充電狀態下,正極因析氧反應,水被消耗,H+增加,從而導致正極附近酸度增加,板柵腐蝕加速,使板柵變薄加速電池的腐蝕,使電池容量降低;同時因水損耗加劇,將使蓄電池有干涸的危險,從而影響蓄電池壽命。
過度放電。蓄電池過度放電主要發生在交流電源停電后,蓄電池長時間為負載供電。當蓄電池被過度放電到其電壓過低甚至為零時,會導致電池內部有大量的硫酸鉛被吸附到蓄電池的陰極表面,在電池的陰極造成“硫酸鹽化”。硫酸鉛是一種絕緣體,它的形成必將對蓄電池的充、放電性能產生很大的負面影響,因此在陰極上形成的硫酸鹽越多,蓄電池的內阻越大,電池的充、放電性能就越差,蓄電池的使用壽命就越短。
2.2.2閥控式蓄電池的正確使用和維護
蓄電池應放置在通風、干燥、遠離熱源處和不易產生火花的地方,安全距離為0.5m以上。在環境溫度為25℃～0℃內,每下降1℃,其放電容量約下降1%,所以電池宜在15℃～20℃環境中工作。
要使蓄電池有較長的使用壽命,應使用性能良好的自動穩壓限流充電設備。當負載在正常范圍內變化時,充電設備應達到±2%的穩壓精度,才能滿足電池說明書中所規定的要求。浮充使用的蓄電池非工作期間不要停止浮充。
必須嚴格遵守蓄電池放電后,再充電時的恒流限壓充電恒壓充電浮充電的充電規律,條件允許的最好使用高頻開關電源型充電裝置,以便隨時對蓄電池進行智能管理。
新安裝或大修后的閥控式蓄電池組,應進行全核對性放電實驗,以后每隔2～3年進行一次核對性放電實驗,運行了6年的閥控式蓄電池,每年作一次核對性放電實驗。若經過3次核對性放充電,蓄電池組容量均達不到額定容量的80%以上,可認為此組閥控式蓄電池壽命終止,應予以更換。
